Adaptando la seguridad a la potencia de la frecuencia de audio

Nota: Este consejo técnico asume una familiaridad básica con la inyección de ondulación de frecuencia de audio en la energía eléctrica de entrada del equipo de acuerdo con estándares como MIL-STD-461 CS01/CS101, RTCA/DO-160 sección 18 e ISO 11452-10 ( precedido por SAE J 1113/2) (Referencias 1-8).

Este consejo técnico presenta formas más seguras de realizar pruebas de susceptibilidad conducidas por audiofrecuencia que el enfoque estándar descrito en las Referencias 1-8. "Más seguro" aquí significa reducir la probabilidad de dañar accidentalmente el artículo de prueba, ya sea por una prueba excesiva o induciendo inestabilidad en la fuente de alimentación conmutada interna del artículo de prueba, o provocando un apagado del amplificador de audio que resulta en una posible inestabilidad en el fuente de alimentación conmutada interna del artículo de prueba.

Estas son siempre consideraciones importantes, pero especialmente cuando el artículo de prueba es un artículo único cuya entrega se encuentra en la ruta crítica del cronograma del programa. Finalmente, el problema de la estabilidad es más pronunciado cuando el artículo de prueba funciona con un bus de CC, porque los convertidores de CC/CC tienden a tener capacitores de retención mucho más pequeños en el frente que si la tapa que proporciona la función de retención también tiene que suavizar la ondulación. de un bus de CA de 50/60/400 Hz.

Un excelente ejemplo de una carga sensible que sale de un bus de CC es el equipo que se usa en naves espaciales y vehículos de lanzamiento. Además, estos pueden ser artículos únicos en su tipo en los que la unidad de vuelo real está siendo calificada para EMI.

Las referencias 1-8 proporcionan límites y métodos de prueba similares. Los límites de susceptibilidad y los métodos de prueba conducidos por audio de la nave espacial se basan en varias ediciones de MIL-STD-461/-462, Referencias 1-5 (es decir, AIAA S-121, Referencia 9). Como se encuentra en la Referencia 9, la mayoría de los límites de susceptibilidad conducidos por audio de las naves espaciales están diseñados mucho más bajos que los límites que se encuentran en cualquiera de las Referencias 3-5, por las razones descritas en la Referencia 10.

Otra diferencia entre las Referencias 1-5 y los derivados de naves espaciales es que los derivados de naves espaciales tienden a calcular un límite de potencia basado en el límite de voltaje de CC, mientras que MIL-STD-461 CS01/CS101 usa la potencia del límite de ondulación más alto para un potencial más alto (CA). ) autobuses. Esto da como resultado el uso de amplificadores de al menos 100 W de salida y, a menudo, 300 W o más. Además, muchos de estos amplificadores tienen impedancias de salida bastante bajas, por lo que pueden entregar mucha más potencia que la precalibrada si la impedancia de entrada del artículo de prueba cae por debajo de 0,5 Ω. Para promover la seguridad, se recomienda no usar más energía que la absolutamente necesaria y tener una impedancia de salida de alrededor de 2 Ω (que se transforma en 0,5 Ω a través de los devanados del transformador de acoplamiento).

Solar Electronics solía suministrar amplificadores y osciladores de potencia de audio con una impedancia de salida de 2,4 Ω, pero ya no vende amplificadores ni fuentes de audio. Cuando se usa un amplificador con una impedancia de salida (típicamente) más baja, se puede agregar resistencia adicional en serie entre la salida del amplificador y la entrada al lado primario del transformador de acoplamiento. Esto protege el artículo de prueba de una corriente de ondulación de entrada excesiva, pero también protege al amplificador mismo de una condición de cortocircuito que podría hacer que se dispare el circuito de protección. Cuando un amplificador se apaga para protegerse, en realidad puede dañar el artículo de prueba porque, si el lado primario del transformador de acoplamiento tiene un circuito abierto, el lado secundario parece un inductor de un milihenrio en serie entre la fuente de alimentación y el artículo de prueba. (Referencia 1, página 33-34). Si el artículo de prueba tiene un desacoplamiento capacitivo insuficiente frente a su convertidor de CC/CC, puede volverse inestable y consumir demasiada corriente en modo conmutado a través del secundario del transformador de acoplamiento. Esto ha causado daños a las fuentes de alimentación del hardware de vuelos (espaciales).

Un beneficio adicional de una resistencia de salida en serie en un amplificador de baja impedancia de salida es proteger ese amplificador de la ondulación de CA reflejada cuando el artículo de prueba recibe alimentación de un bus de alimentación de CA (50/60/400 ciclos). Si la resistencia agregada es grande con respecto a la impedancia de salida real del amplificador, la mayor parte de la ondulación de CA reflejada cae a través de la resistencia agregada, no a la salida del amplificador en sí.

En este consejo técnico, se exploran dos enfoques para protegerse contra tales problemas. Uno usa un amplificador de baja potencia en lugar de uno de alta potencia, y la otra técnica inserta un atenuador entre la salida de un amplificador de alta potencia y el primario del transformador de acoplamiento. El atenuador evita demasiada potencia en caso de un error del operador, pero también coloca una resistencia efectiva de 2 Ω en el primario del transformador, incluso si el amplificador se abre, de modo que el artículo de prueba nunca verá más de 0,5 Ω insertados entre él y la fuente de alimentación debido al transformador de acoplamiento.

Este enfoque se limita al caso similar a una nave espacial donde el límite de ondulación es muy bajo en relación con los límites heredados que se encuentran en las Referencias 2-5. Tenga en cuenta que la Referencia 9, que representa una adaptación de MIL-STD-461 para pruebas de EMI a nivel de equipo, ya tiene un límite bajo de 1 Vrms.

La Figura 1 muestra un amplificador Siglent SPA1010 de 10 W CC – 1 MHz en una medición de precalibración CS01/CS101 (consulte la Nota 11). Este amplificador tiene una impedancia de entrada de 15 kΩ y una impedancia de salida muy baja (se especifica que es inferior a 2 Ω, pero de hecho se mide más cerca de 10 mΩ). El amplificador SPA1010 está protegido contra sobrecarga térmica y de entrada/salida y al principio era bastante delicado. Cuando se apaga para protegerse, representa un peligro para el artículo de prueba. La Figura 2 muestra problemas térmicos y de sobrecarga resueltos con éxito, con el amplificador capaz de funcionar a máxima potencia (es decir, 1 Vrms a través de una carga de 0,5 Ω, no a plena potencia del amplificador) durante horas seguidas. Esto equivale al 40% de la salida nominal total de 10 W del amplificador.

Figura 1: Configuración de medición original que calibra el límite de potencia CS101 personalizado utilizando SPA1010

Figura 2: Configuración de medición final calibrando el límite de potencia CS101 personalizado usando SPA1010

Comparando la Figura 2 con la Figura 1, vemos pesos de plomo en el amplificador y 2 Ω (2 cada uno, 1 Ω, resistencias de potencia de 10 W; las resistencias en serie son más visibles en la Figura 3) colocadas en serie entre la salida del amplificador y la entrada del lado primario. del transformador de acoplamiento Solar Electronics 6220-1. Los pesos de plomo, además de presionar el amplificador contra el plano de tierra de cobre y disiparlo de esa manera, también agregaron masa térmica por derecho propio y estaban levemente calientes al tacto después de varias horas de funcionamiento a plena potencia (CS101) (ver Nota 12). Los 2 Ω en serie entre el amplificador y el transformador de acoplamiento aseguran que el amplificador vea una carga mínima de 2 Ω incluso cuando se coloca un cortocircuito total en la salida secundaria del transformador. El amplificador puede funcionar a 2 Ω todo el día en el nivel límite personalizado de 1 Vrms.

La Figura 3 muestra una solución para garantizar que el apagado del amplificador no inserte un milihenrio en serie entre la fuente de alimentación de CC y la entrada de alimentación del artículo de prueba. La salida del amplificador está desviada por un valor de resistencia lo suficientemente alto como para no cargar el amplificador, pero lo suficientemente bajo como para cortocircuitar adecuadamente la inductancia del lado secundario cuando se refleja en los devanados del transformador. Para este propósito se seleccionó una resistencia de 10 Ω, 3 W. Mirando hacia atrás desde el lado secundario, la impedancia vista es de 2 Ω en serie con 10 Ω desviados por la salida del amplificador y reducidos por el cuadrado de la relación de vueltas. Si el amplificador está fuera de la imagen, hay 12 Ω en el primario, que se refleja en 3 Ω. Eso debería ser lo suficientemente bajo como para no causar inestabilidad en el artículo de prueba.

Figura 3: Red de resistencias entre amplificador y transformador de acoplamiento

La Figura 4 muestra la verificación de que una carga alimentada a través del transformador de acoplamiento Solar 6220-1 con el amplificador desconectado del primario ve una impedancia en serie de 3 Ω. El miliohmímetro HP 4328A es ideal para esta medición ya que su potencial de salida es de 1 kHz CA, en lugar del potencial de CC más típico de los ohmímetros y milohmímetros. Un miliohmímetro de CC solo puede leer la resistencia del devanado secundario del transformador. El valor medido de poco menos de 2,5 Ω se debe al efecto de derivación de la inductancia del devanado secundario en paralelo con los 3 Ω reflejados del lado primario.

Figura 4: Verificación del efecto de derivación adecuado mediante una resistencia de 10 Ω en la salida del SPA1010

La Figura 5 muestra una configuración típica según las Referencias 1–3 y 6–9 que puede disipar 50/80 W en una carga de 0,5 Ω, con la adición de un atenuador entre el amplificador y el transformador de acoplamiento.

Figura 5: configuración de susceptibilidad de frecuencia de audio utilizando un atenuador de baja resistencia

El atenuador fue diseñado para esta aplicación específica. Varios propósitos se tuvieron en cuenta en el diseño, de la siguiente manera:

Atenuar la salida de alta potencia para que un error no inyecte significativamente más ondulación en el artículo de prueba de lo deseado;

Proporcione una carga de buen comportamiento para el amplificador, independientemente de la impedancia del artículo de prueba, de modo que no se desconecte y provoque que el artículo de prueba vea una alta impedancia reflejada en los devanados del transformador; y

Proporcione una impedancia secundaria del transformador insertado baja y casi constante como se ve en el artículo de prueba.

Si el límite es como el que se puede encontrar en las referencias 3 a 8 pero la salida máxima del amplificador es mucho mayor que 80 W, la atenuación puede basarse en esa relación. Para este consejo técnico, el límite es el de la referencia 9 (1 Vrms) y el amplificador es capaz de entregar 100 W en una carga de 2 Ω. Basado en esto y en las consideraciones anteriores, el atenuador fue diseñado para igualar simétricamente 2 Ω en la entrada y la salida y proporcionar una atenuación nominal de 9 dB. (Los detalles del diseño del atenuador se pueden encontrar en la barra lateral de este artículo).

La prueba del pudín es una repetición de las mediciones anteriores realizadas con el medidor de miliohmios HP 4328A con una señal de fuente de CA de 1 kHz. La impedancia que mira al secundario del transformador de acoplamiento se midió como una función de la resistencia en la entrada del atenuador que está conectado al primario del transformador de acoplamiento. La entrada del atenuador se abrió secuencialmente en circuito (como si el amplificador estuviera desconectado, sin alimentación o disparado), se conectó a un 2 Ω coincidente (simulando la resistencia de salida activa del amplificador) y luego se cortocircuitó.

La Tabla 1 deja en claro que el atenuador está realizando la función de hacer que los desajustes de impedancia parezcan mucho más parecidos a una coincidencia de impedancia, al igual que cualquier atenuador adecuadamente adaptado a las impedancias de fuente y carga.

El atenuador solo permitió alcanzar un nivel de 1 Vrms en 0,5 Ω a través del transformador de acoplamiento justo por encima de 100 kHz. A 150 kHz, solo se pueden alcanzar 875 mV, lo que es 1,2 dB demasiado bajo. Este es un artefacto del uso de este amplificador en particular, pero también del rendimiento del atenuador (detallado en la barra lateral). Si el rendimiento del atenuador hubiera sido perfectamente plano, el nivel de 1 Vrms se podría haber alcanzado hasta 150 kHz. Dicho esto, este amplificador y el transformador de acoplamiento tienen una atenuación de alta frecuencia tal que la salida máxima de 150 kHz sin atenuar a través de 0,5 Ω a través del transformador de acoplamiento es aproximadamente 5 dB inferior a la clasificación de 1 kHz 100 W. Con un amplificador de mayor potencia y/o rendimiento más plano, esta condición no se habría producido.

La inyección de ondulación de frecuencia de audio en las líneas eléctricas requiere la conexión directa a dichas líneas eléctricas y la inserción de una impedancia en serie considerable en forma de un transformador secundario. Además, los equipos de prueba normalmente disponibles pueden inyectar niveles de ondulación mucho más altos de lo necesario en muchas aplicaciones. Ambas condiciones pueden resultar en daños al equipo en proceso de calificación. Si ese equipo es de alto valor, debido al costo y/o al impacto del daño en el cronograma, entonces se debe considerar cualquiera de los dos enfoques descritos en este documento para eliminar esas fuentes de riesgo del programa.

El propósito del atenuador es:

Atenúe la salida de alta potencia para que un operador de prueba o un error de software no inyecte significativamente más ondulación en el artículo de prueba de lo deseado;

Proporcione una carga de buen comportamiento para el amplificador, independientemente de la impedancia del artículo de prueba, de modo que no se desconecte y provoque que el artículo de prueba vea una alta impedancia reflejada en los devanados del transformador; y

Proporcione una impedancia secundaria del transformador insertado baja y casi constante como se ve en el artículo de prueba.

En base a estas preocupaciones, un amplificador de 100 W y un límite de 1 Vrms en 0,5 Ω, el atenuador se diseñó para proporcionar una coincidencia simétrica bidireccional a 2 Ω y atenuar de modo que pudiera proporcionar una salida de 2,5 V en 2 Ω cuando un 50 W lo conducía un amplificador de potencia con una impedancia de salida de 2 Ω (~12 dB). Se seleccionó 9 dB para permitir un headroom de 3 dB. Debido a que el amplificador en realidad estaba clasificado para 100 W de banda media (1 kHz), se incorporó un fusible para evitar tener que elegir clasificaciones de componentes atenuadores para la potencia más alta.

La única otra consideración de diseño es si se elegirá una configuración simétrica "π" o "T". La figura 6 muestra configuraciones de circuitos π y T.

Figura 6: Posibles topologías de diseño de atenuadores

Las ecuaciones que definen los valores de las resistencias en la Figura 6 en el caso general son:

Circuito ∏: R1 = RC (1 – α2) / 2α, R2 = RC (1 + α)/(1 – α) Circuito T: R1 = RC (1 – α) / (1 + α), R2 = CR • 2a /(1 – a2)

dónde

RC = impedancia para igualar (en nuestro caso de audio, 2 Ω), &α = atenuación deseada (en nuestro caso, 2,5/7 = 9 dB)

La Figura 7 muestra la realización de un circuito "π" con resistencia en serie de 4 Ω y resistencias en derivación de 2,5 Ω. La figura 8 muestra la caída de alta frecuencia debido al uso de resistencias de alta potencia de alambre bobinado. Esto podría haberse evitado utilizando resistencias no inductivas, a expensas de una complejidad de montaje mucho mayor.

Figura 7: Detalles de construcción interior del conjunto del atenuador de configuración ∏

Figura 8: rendimiento del atenuador π (caída progresiva de alta frecuencia de 1,3 dB atribuida al uso de resistencias de potencia de alambre bobinado)

Es importante tener en cuenta que, si la impedancia de salida del amplificador es mucho menor que 2 Ω, la etapa de entrada del atenuador debe incluir la diferencia o debe agregarse externamente en serie entre la salida del amplificador y la entrada del atenuador. Por supuesto, si uno está dispuesto a diseñar un atenuador para un amplificador específico, se podría igualar la resistencia de salida del amplificador mientras se mantiene la resistencia de salida del atenuador en 2 Ω. En ese caso, las ecuaciones de diseño en esta barra lateral deberán modificarse en consecuencia.

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Ken Javor es colaborador sénior de la revista In Compliance y ha trabajado en la industria de EMC durante más de 40 años. Javor es un representante de la industria en los Tri-Service Working Groups que mantienen MIL-STD-464 y MIL-STD-461. Puede comunicarse con él en [email protected].

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