Teoría de diseño de un divisor de potencia compacto con división de potencia reconfigurable y características de retardo de grupo negativo

Scientific Reports volumen 13, Número de artículo: 7222 (2023) Citar este artículo

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Este artículo presenta el análisis combinado de la división de potencia reconfigurable y el retardo de grupo negativo (NGD) en un divisor de potencia. En este trabajo se presenta un novedoso divisor de potencia reconfigurable basado en una línea de transmisión compuesta con una relación de división de potencia alta, retardo de grupo negativo variable y una impedancia característica más baja. La transformación de impedancia en las líneas de transmisión compuestas controla tanto el retardo de grupo negativo como la división de potencia. Este divisor de potencia posee una amplia gama de relaciones de división de potencia de 1 a 39, aislamiento adecuado, adaptación de impedancia y NGD de \(-3,4\) ns a \(-4,7\) ns en la ruta de transmisión reconfigurable. El retardo de grupo negativo se consigue sin utilizar ningún circuito de retardo de grupo adicional. Se derivan las ecuaciones teóricas correspondientes a la baja impedancia característica de las secciones de la línea de transmisión y de los elementos de aislamiento. Los resultados de la medición justifican el logro de un alto ajuste de la relación de división de potencia y el retardo de grupo negativo. Las pérdidas por aislamiento y retorno son superiores a − 15 dB en la frecuencia central de 1,5 GHz. Las contribuciones significativas de este diseño se pueden enumerar como la amplia división de potencia reconfigurable junto con el retraso de grupo negativo y el tamaño reducido.

Los sistemas de comunicación inalámbrica requieren divisores de potencia iguales, desiguales y reconfigurables como redes de alimentación para los conjuntos de antenas. En los divisores de potencia reconfigurables, la banda operativa o la relación de división de potencia se controla mediante voltajes de CC y elementos agrupados como diodos varactores. La capacitancia de los diodos varactores se puede controlar mediante voltaje de CC, lo que da como resultado un cambio en el ancho de banda o en la relación de división de potencia1,2,3. Además de la reconfigurabilidad, también se requiere un retardo de grupo negativo (NGD) para superar los problemas de estrabismo del haz en los elementos del conjunto de antenas. Algunos divisores de potencia reconfigurables se presentan en 4,5,6,7. Los inversores conmutables se utilizan para obtener divisiones de potencia totalmente reconfigurables en 4. Sin embargo, la presencia de veinte diodos PIN hace que el sistema sea complejo. En 5, solo se usan dos diodos varactores, pero la sintonizabilidad es de 1:1 a 1:2,4 únicamente. Los PD reconfigurables con relación de división continua están diseñados en6, pero el rango de división de potencia de \(-12,4\) a 14,8 dB y \(-8,6\) a \(-22,5\) dB solamente. PD con una división más amplia de \(-1,25\) dB a 20 dB se realiza en7, pero el circuito utiliza una gran cantidad de impedancias características diferentes. En8 se presenta un divisor de potencia variable controlado por voltaje planar basado en magic-T con un rango máximo de división de potencia de 14 dB. Sin embargo, el circuito tiene una diferencia de fase de alrededor de 15 grados. La arquitectura de división de potencia del sistema SWIPT se estudia en 9,10 y la reconfigurabilidad basada en un diodo varactor en cascada y un método de cambio de fase reflexivo se presenta en 11,12,13. La operación de doble banda y la sección de aislamiento con líneas de transmisión adicionales se muestran respectivamente en 14,15 para eliminar el acoplamiento indeseable que ocurre durante la sintonización.

Las antenas de matriz en fase sufren problemas de estrabismo del haz, lo que conduce a perturbaciones no deseadas en la forma y dirección del patrón de radiación. Un divisor de potencia con PDR y NGD sintonizables será beneficioso para superar este desafío de diseño16. Los divisores de potencia basados en el control de la pérdida de inserción y que tienen una relación de división de rango amplio y un ancho de banda estrecho se presentan en 17. Sin embargo, el análisis GD no se realiza en este trabajo. El diseño de un filtro de retardo de grupo negativo con un retardo de grupo negativo de 4,05 ns se implementa en18. Un análisis sistemático del divisor de potencia NGD se realiza en19. En este trabajo se utiliza el concepto de etapas de banda base de segundo orden idénticas en cascada. En20 se presenta un divisor de potencia de retardo de grupo negativo balanceado a no balanceado basado en líneas acopladas cortocircuitadas con resistencias.

Los divisores de potencia convencionales diseñados para conjuntos de antenas que utilizan circuitos de retardo de grupo negativo sufren de pequeños anchos de banda fraccionarios (FBW) y poca reconfigurabilidad en la relación de división de potencia (PDR). La combinación de la reconfigurabilidad de la división de potencia y el retardo de grupo negativo compensará el retardo de grupo de circuitos. En los circuitos de RF, el fenómeno de retardo de grupo negativo se observa dentro de una banda de frecuencia estrecha, aumentará la linealidad y dará como resultado un rendimiento mejorado de un sistema de comunicación inalámbrica21 como en el caso de conjuntos de antenas alimentadas en serie sin estrabismo. En22 se presenta un circuito de retardo de grupo negativo de paso de banda pasivo distribuido en cascada con un amplificador de microondas. Las ecuaciones matemáticas para calcular los retardos de grupo asociados con las magnitudes de los coeficientes de transmisión en una relación de división de potencia \(k^2\) para la frecuencia operativa diseñada se dan en 23.

Todos los trabajos mencionados anteriormente tienen éxito en la realización de funciones como ancho de banda sintonizable, frecuencia, división de potencia o NGD. Aún no se informa en la literatura de un trabajo que aborde simultáneamente la reconfiguración de la división de potencia y el retardo de grupo negativo.

Este artículo presenta una nueva técnica de diseño para lograr un retardo de grupo negativo y una relación de división de potencia sintonizable sin circuitos de retardo de grupo adicionales. La transformación de impedancia en las líneas de transmisión compuestas controla el retardo de grupo negativo y la división de potencia. En el circuito propuesto, la ruta de transmisión entre 3 y 1 proporciona características de retardo de grupo negativo, y se proporciona un retardo de grupo positivo en la ruta de transmisión entre 2 y 1. El divisor de potencia propuesto se puede utilizar en aplicaciones de seguimiento de envolvente o amplificadores de potencia dinámicos. La ruta de retardo de grupo positivo se puede vincular directamente a la ruta de RF, y la ruta de retardo de grupo negativo se puede conectar a la ruta del detector para compensar el desajuste de tiempo entre la envolvente de la señal y la fuente de alimentación dinámica. El circuito también mantiene una adaptación de impedancia adecuada y un aislamiento adecuado. El documento está organizado con el análisis teórico y las técnicas de diseño en la sección "Técnicas de diseño y análisis matemático", y la sección "Análisis de resultados" analiza e investiga los resultados en diferentes escenarios y compara este trabajo con los diseños más recientes. en la literatura. El trabajo se concluye entonces en la sección "Conclusión".

El concepto de líneas de transmisión compuestas (líneas CT) se utiliza en este diseño para lograr: reconfigurabilidad en la división de potencia, menor impedancia característica, reducción de tamaño y retardo de grupo negativo. La red de aislamiento tiene líneas de transmisión adicionales y elementos agrupados para mejorar la reconfigurabilidad y la coincidencia de puertos. El diagrama de bloques del divisor de potencia propuesto se muestra en la Fig.1. La matriz de transmisión de una sección convencional de un cuarto de longitud de onda (QWL) se equipara a la de las ramas modificadas (líneas CT) del divisor de potencia. La potencia que fluye a través de los brazos divisorios depende de la impedancia de los brazos. El brazo con menor impedancia tomará más corriente y, por lo tanto, más potencia.

El diagrama de bloques del divisor de potencia con PDR reconfigurable.

La relación entre las líneas de transmisión compuestas y la línea de un cuarto de longitud de onda se puede expresar en forma de matriz como:

\(M_1\) es la matriz de transmisión de una línea de transmisión microstrip y \(M_{C1}\) y \(M_{QWL}\) son las de la línea de condensadores y de un cuarto de longitud de onda, respectivamente. Al resolver las matrices, se puede encontrar el valor del elemento de sintonización (\(C_1\)).

El modelo de circuito equivalente de la PD para el análisis de modo par se muestra en la Fig. 2a y en base a eso obtenemos (1), (2), (3) Aquí \(\theta _1\), \(\theta _2\) y \(\theta _3\) representan la longitud eléctrica y \(Z_1\), \(Z_2\), y \(Z_3\) corresponden a la impedancia característica.

Circuitos equivalentes (a) Modo par (b) Modo impar.

donde, \(Z_{Even3}\) = \(Z_{3/jtan} \theta _3\)

Para la coincidencia de impedancia LHS de (3), se puede equiparar a la impedancia del puerto \(Z_0\) , dando:

Modificando (2) usando (1) y luego aplicando en (3a) conduce a los valores de \(Z_2\) y \(Z_3\).

Aquí P = \(tan^{2}\theta _1\). Con base en el circuito dado en la Fig. 2.b, se realiza un análisis de modo impar para encontrar los valores de los elementos agrupados en el circuito de aislamiento. \(Z_{IN}\) en el circuito corresponde a la impedancia de la red de aislamiento. Entonces, obtenemos:

\(Z_{Odd1}\) = j \(Z_{1} tan\theta _1\)

Sustituya \(Z_{Odd3}\) y \(Z_{Odd1}\) en (7). El valor modificado de \(Z_{Odd2}\) se aplica luego en (8), lo que conduce a (8a). Al separar las partes real e imaginaria de (9) después de esta modificación se obtiene (10).

\(Z_{Odd3}\) en la red de aislamiento consta de una sección de línea de transmisión agregada \(Z_3\) y una serie RLC. Entonces \(Z_{ODD3}\) el término en (8a) se modifica usando \(Z_3\) y la serie RLC resultando en (9).

Para obtener una coincidencia perfecta, la parte real se puede igualar a \(Z_0\) y la parte imaginaria a cero, lo que da como resultado (10), (11)

El criterio de emparejamiento es que la suma de la impedancia de las líneas de transmisión compuestas debe ser igual a la impedancia del puente que separa los brazos, \((Z_{Odd3}=Z_{IN2}+Z_{IN3})\). La sustitución de \(Z_{IN2}\) y \(Z_{IN3}\) según las líneas CT muestra que \(C_2=2C_3\). La impedancia de la línea inferior del TC se puede transformar con una red de aislamiento reconfigurable en función de esta condición, lo que da como resultado diferentes relaciones en la división de potencia.

Los retrasos de grupo asociados con las magnitudes de los coeficientes de transmisión en una relación de división de potencia \(k^2\) y la frecuencia de operación f pueden evaluarse con base en las Ecs. (12) y (13),

El diseño propuesto se basa en el concepto de líneas de transmisión compuestas. Las líneas de un cuarto de longitud de onda en un divisor de potencia convencional basado en Wilkinson se reemplazan por líneas de transmisión compuestas. La reconfigurabilidad se logra variando la impedancia de las líneas de transmisión compuestas. El valor inicial de la capacitancia en las líneas de transmisión compuestas se encuentra mediante un análisis basado en la relación de la matriz de transmisión entre la línea de longitud de cuarto de onda y la línea de transmisión compuesta. Incluso el análisis de modo se utiliza para encontrar la impedancia característica de las secciones de la línea de transmisión. Estos valores de impedancia se evalúan según el análisis de modo uniforme. El análisis de modo impar se utiliza para encontrar los valores de los elementos agrupados en el circuito de aislamiento.

El esquema del diseño se muestra en la Fig.3. Tiene tres tramos de línea de transmisión diferentes: \(Z_1\), \(Z_2\), \(Z_3\), y una red de aislamiento. La impedancia \(Z_1\) corresponde a la impedancia característica de las líneas de transmisión compuestas colocadas en los brazos divisorios. La sintonización de los diodos varactor asociados con las líneas de transmisión compuestas da como resultado la transformación de la impedancia correspondiente y, por lo tanto, la potencia que fluye a través de los brazos divisores. Con base en el análisis de modo uniforme, se encuentran las impedancias características \(Z_2\) y \(Z_3\). Aquí \(Z_2\) es la impedancia de las secciones de la línea de transmisión que conducen a los brazos de salida, y \(Z_3\) es la de las secciones extendidas de la línea de transmisión colocadas en el brazo de aislamiento. Estos valores vienen dados por las Ecs. (4) y (5). El análisis de modo impar se realiza para encontrar los valores de los elementos agrupados en el brazo de aislamiento. Los valores de los elementos agrupados se encuentran utilizando las Ecs. (10) y (11). Los parámetros de diseño se enumeran en la Tabla 1. El retardo de grupo asociado con los puertos de salida se puede calcular a partir de (12) y (13).

Esquema del diseño.

El procedimiento de diseño se resume de la siguiente manera:

Especifique la frecuencia central f y PDR.

Reemplazar las líneas de cuarto de onda convencionales por líneas de transmisión compuestas, según el valor de \(Z_1\) y los elementos agrupados obtenidos al resolver la matriz de transmisión.

Encuentre los valores de impedancia \(Z_2, Z_3\) según (4) y (5).

Determinar el valor de los componentes presentes en la red de aislamiento reconfigurable según (10) y (11).

Realice los condensadores \(C_2\) y \(C_3\) mediante el diodo varactor SMV 2019LF de Skyworks Solutions.

Calcule GD en los puertos de salida según (12) y (13).

Varíe la polarización de los diodos varactores (VD) para variar la capacitancia en la relación \(C_2=2C_3\) y, por lo tanto, varíe las impedancias del brazo, lo que a su vez da como resultado una variación en PDR y NGD.

Compare los resultados obtenidos y calculados.

El prototipo se fabrica con un sustrato Roger RT/5880 que tiene \(\epsilon _r\) = 2,2 y una altura de 0,8 mm. El trabajo propuesto se basa en la transformación de impedancias de las secciones compuestas de líneas de transmisión. Las secciones de la línea de transmisión compuesta tienen una impedancia más baja que las líneas de transmisión de un cuarto de longitud de onda y, por lo tanto, superan las limitaciones de fabricación. Al transformar la impedancia de la línea de transmisión compuesta, podemos variar el flujo de energía a través de la línea. Esto controla la pérdida de inserción (IL) en la banda de paso. La relación de la potencia disponible en los puertos de salida se puede calcular matemáticamente en función de la magnitud de la pérdida de inserción. Durante la sintonización, el brazo del divisor de potencia correspondiente al puerto tres afecta significativamente su impedancia. Entonces, controlar la impedancia usando diodos varactores da como resultado una variación en la relación de división de potencia. Cuando se necesita la misma potencia en los puertos de salida, los diodos varactores se colocan en modo destructivo, es decir, sin polarización. Los valores R y L de la red de aislamiento se calculan como R = 120 ohmios y L = 3,3 nH para lograr un aislamiento perfecto en la frecuencia central. Se diseña un divisor de potencia con una relación de división de potencia de 1:39, una reducción del tamaño del 30 por ciento y una ruta de transmisión con retardo de grupo negativo reconfigurable a una frecuencia central de 1,5 GHz.

La simulación se lleva a cabo utilizando el software ANSYS-HFSS. El diodo varactor de unión hiperabrupta SMV 2019LF se utiliza para ajustar la capacitancia \(C_2\) y \(C_3\). Ajustar los diodos varactor para diferentes voltajes de polarización proporciona una transformación de impedancia, lo que a su vez da como resultado la reconfigurabilidad en la división de potencia y NGD. Las secciones de la línea de transmisión con una longitud eléctrica corta en la red de aislamiento compensan el rango de capacitancia limitado de los diodos varactor comerciales. Esto mejora el rango de afinación general. El voltaje de polarización a través del diodo varactor se aplica a través de inductores de choque de RF. El esquema del PD diseñado se muestra en la Fig. 3. El rendimiento del circuito se valida midiendo los parámetros de dispersión y el retardo de grupo utilizando un analizador de red vectorial Keysight E5C. Cuando el voltaje de control cambia de (0 a 20 V), la capacitancia del diodo varactor varía de (2,2 a 0,3) pF. Esto transforma la impedancia del brazo y da como resultado una variación en el flujo de potencia de − 1,47 dB a − 16,4 dB, lo que da como resultado una relación de división de potencia de hasta 39. La pérdida de retorno de entrada simulada y medida es de alrededor de − 19 dB en la frecuencia central y es casi constante independientemente del ajuste de los valores de capacitancia. La sintonización de los diodos varactores sin alterar las cuentas de adaptación de impedancia para esto. El aislamiento también es superior a − 15 dB en la frecuencia central (1,5 GHz). La figura 4a muestra la magnitud de S11 y la figura 4b muestra la magnitud del aislamiento (S32) para diferentes voltajes de polarización correspondientes a diferentes relaciones de división de potencia. La relación de división de potencia en la salida se calcula matemáticamente a partir de los resultados de la pérdida de inserción. Los resultados de medición y simulación para la división de potencia correspondientes a tres relaciones de división de potencia diferentes se ilustran en la Fig.5. La división de potencia se controla utilizando la transformación de impedancia de la línea de transmisión compuesta; hay un rango más amplio para dividir la potencia de manera desigual en un rango estrecho de voltaje de CC. Por lo tanto, una fuente de voltaje de CC (0–20 V) es suficiente.

(a) S11 a diferentes voltajes de polarización (b) S32 a diferentes voltajes de polarización.

Variación en los voltajes de polarización de PDR wrt: (a) PDR = 39 (Vdc = 0 V) (b) PDR = 15 (Vdc = 7) (c) PDR=7 (Vdc = 20 V).

La relación de división de potencia fraccional (FPDR) es un parámetro de rendimiento importante para los divisores de potencia con una relación de división de potencia reconfigurable. La relación de división de potencia fraccionaria se puede evaluar a partir de (14) en función de los valores de la relación de división de potencia máxima (MPDR) y los valores máximo y mínimo de pérdida de inserción. A partir de la relación de división de potencia fraccionaria, la reconfigurabilidad del divisor de potencia propuesto se puede encontrar en un 87 por ciento. Este parámetro no se analiza en el caso de la mayoría de los divisores de potencia reconfigurables reportados. El valor de la relación de división de potencia fraccionaria para tres relaciones de división de potencia diferentes se muestra en la Tabla 2. Puede verse que el valor de FPDR aumenta con la relación de división de potencia.

El estudio analítico muestra que el retardo de grupo asociado a los caminos de transmisión entre 3 y 1 es negativo, y el asociado entre los caminos de transmisión 2 y 1 es positivo.

El nivel de distorsión se puede mantener por debajo del nivel deseado reduciendo el ancho de banda efectivo por debajo del límite de 3 dB. Además, si el ancho de banda de retardo de grupo negativo abarca todo el rango de respuesta de frecuencia, entonces la matriz de distorsión será grande en esa región. En este trabajo, el ancho de banda de retardo de grupo negativo (es decir, ancho de banda con\(\tau <0\) ) es de 100 MHz. El producto NGD-BW (retardo de grupo negativo-ancho de banda) para los tres casos diferentes de división de potencia es 0,46, 0,45 y 0,36, respectivamente, para relaciones de división de potencia de 39, 15 y 7. El retardo de grupo negativo correspondiente a diferentes divisiones de potencia las proporciones de 7, 15 y 39 se muestran en la figura 6a, b, c. Este ancho de banda de 100 MHz se puede reducir (a 60 MHz) transformando la impedancia del puerto 1 al puerto 3. Los números de producto NGD*BW de 0,46, 0,45 y 0,36 se reducen a 0,28, 0,27 y 0,22.

Variación en los voltajes de polarización de wrt de retardo de grupo: (a) PDR = 39 (Vdc = 0 V) (b) PDR = 15 (Vdc = 7) (c) PDR = 7 (Vdc = 20 V).

La ruta de transmisión con una línea de transmisión compuesta conectada en serie proporciona un retraso de grupo positivo, y la ruta de transmisión con una línea de transmisión compuesta conectada en paralelo proporciona un retraso de grupo negativo. La ruta de retardo de grupo negativo se puede utilizar para compensar la falta de linealidad en el tiempo entre la envolvente de la señal y la fuente de alimentación dinámica, mientras que la ruta con retardo de grupo positivo se puede vincular directamente a la ruta de RF. Por lo tanto, el divisor de potencia propuesto es un diseño prometedor que se puede utilizar en amplificadores de potencia dinámicos o de seguimiento de envolvente. La diferencia de fase casi constante observada en un ancho de banda de 250 MHz alrededor de la frecuencia central es una justificación adicional para esta aplicación. El gráfico muestra que el retardo de grupo negativo con diferentes PDR varía de -3,6 ns a -4,6 ns en las rutas 1 a 3. Por lo tanto, la ruta tres se puede usar para compensar la no linealidad en el tiempo entre la fuente de alimentación dinámica y la envolvente de la señal. A medida que el valor de la impedancia asociada con el brazo tres varía a valores más bajos, el valor de S31 y el retardo de grupo negativo también disminuyen. Pero el retraso del grupo en el puerto dos y S21 permanece casi constante. Por lo tanto, el puerto dos se puede vincular directamente a la ruta de RF. Los valores de retardo del grupo experimental se verifican con los valores teóricos correspondientes según las Ecs. (12) y (13). La limitación en el ancho de banda de trabajo se debe a la compensación entre el ancho de banda operativo y el retardo de grupo negativo máximo alcanzable.

El retardo de grupo negativo y la fase en la frecuencia central se muestran en la Fig. 7. La diferencia de amplitud y fase correspondiente a una relación de división de potencia de 39 se muestra en la Fig. 8. La diferencia de fase es de alrededor de 1,25 grados solamente. La naturaleza desigual de la división de potencia del circuito explica el alto desequilibrio de amplitud. El prototipo y la configuración de medición del divisor de potencia diseñado se muestran en la Fig. 9.

Respuesta de fase y retardo de grupo negativo en el puerto 3.

Desequilibrio de amplitud y fase entre los puertos de salida.

El prototipo y la configuración de medición del diseño se muestran en la Fig.9.

Prototipado y montaje de medida del divisor de potencia.

La novedad de la técnica de diseño y la novedad de los resultados orientados a la aplicación son las características clave de este diseño. La Tabla 3 demuestra las ventajas de este diseño en base a una comparación con otras publicaciones recientes. La tabla revela los PDR amplios y altos logrados por este diseño, junto con el tamaño compacto y la ruta de retardo de grupo negativo sin utilizar circuitos de retardo de grupo negativo adicionales.

Un divisor de potencia que realiza simultáneamente la reconfiguración de la relación de división de potencia y el retardo de grupo negativo aún no se informa en la literatura. Dicho divisor de potencia es un candidato prometedor para amplificadores de potencia dinámicos o de seguimiento de envolvente. Este diseño también se puede utilizar en conjuntos de antenas sin estrabismo. El ancho de banda del diseño propuesto está limitado debido al equilibrio entre el valor máximo alcanzable del retardo de grupo negativo y el ancho de banda. La conexión en cascada de más secciones con una ligera diferencia en las frecuencias centrales puede mejorar el ancho de banda.

Este artículo presenta un método novedoso para diseñar un divisor de potencia reconfigurable con relaciones de división de potencia altas y retardo de grupo negativo. El alto rango de división de potencia, la existencia de una ruta de retardo de grupo negativo, el menor número de elementos de sintonización, la baja impedancia característica (

Todos los autores aceptan compartir los archivos complementarios a pedido razonable recibido por el autor correspondiente. Los conjuntos de datos utilizados y/o analizados durante el estudio actual también están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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Departamento de Ingeniería Electrónica y de Comunicaciones, Escuela de Ingeniería Amrita, Coimbatore, Amrita Vishwa Vidyapeetham, Coimbatore, India

Rekha G. Nair y Natarajamani S.

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Diseño y conceptualización: RGN y NS Redacción del borrador original: RGN y NS Análisis de resultados: RGN y NS Todos los autores revisaron el manuscrito final.

Correspondencia a Rekha G. Nair.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Nair, RG, S, N. Teoría de diseño de divisor de potencia compacto con división de potencia reconfigurable y características de retardo de grupo negativo. Informe científico 13, 7222 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-34272-y

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Recibido: 28 febrero 2023

Aceptado: 26 abril 2023

Publicado: 04 mayo 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-34272-y

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