Minimización de la tensión actual para CC de puente activo dual aislado

Scientific Reports volumen 12, Número de artículo: 16980 (2022) Citar este artículo

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Este artículo presenta una nueva modulación por cambio de fase para un convertidor aislado de corriente continua-corriente continua (CC-CC) de puente activo doble (DAB). La técnica propuesta tiene como objetivo minimizar el estrés de corriente máxima del convertidor, lo que podría aumentar directamente la eficiencia y reducir las pérdidas del dispositivo. Esta técnica de modulación controla la potencia del convertidor a través de solo dos ángulos de cambio de fase o dos grados de libertad; se utiliza un cambio de fase entre las patas de su primer puente y el otro entre las patas del segundo puente. Aunque la técnica tradicional de desplazamiento monofásico (SPS) tiene solo un grado de libertad, adolece de muchos inconvenientes en términos de alta tensión de corriente y flujo de potencia de circulación inversa, que disminuyen la eficiencia del convertidor. Por otro lado, aumentar el número de ángulos de cambio de fase puede mejorar el rendimiento del sistema pero también aumentar la complejidad del control. Así, se realizó un análisis comparativo entre la técnica de modulación propuesta y el SPS tradicional; el nuevo método mostró un mejor rendimiento en términos de reducción del estrés actual, junto con la simplicidad de implementación.

Los convertidores CC-CC aislados bidireccionales son actualmente el componente clave de muchos dispositivos de alta potencia, como los sistemas fotovoltaicos1, los almacenamientos de energía2,3,4 y los vehículos eléctricos4,5,6. Estas aplicaciones requieren un convertidor de potencia ligero y pequeño con alta eficiencia para aumentar la densidad de potencia; además, el aislamiento galvánico es necesario por razones de seguridad. La sustitución de los transformadores de frecuencia de línea por otros de alta frecuencia condujo a avances dramáticos en los convertidores de potencia recientes en términos de tamaño, peso y costos del dispositivo7. Entre todos los convertidores CC-CC, el tipo de puente activo dual (DAB) es superior debido a sus muchas ventajas: proporciona un flujo de energía bidireccional simplemente cambiando el ángulo de cambio de fase entre el voltaje de los dos puentes; el diseño simétrico simplifica su modelado dinámico; La conmutación de voltaje cero también es posible para cada dispositivo de potencia sin ningún circuito adicional o técnica de control especial, además del beneficio de la inductancia de fuga del transformador8,9. La potencia del convertidor DAB se puede aumentar mediante la construcción de configuraciones multipuerto y topologías de modularidad, que se pueden utilizar como una etapa intermedia en el sistema de conversión de energía de media tensión10.

Hay muchas técnicas de control para este tipo de convertidor; se basan en el control de cambio de fase. El control de cambio de fase única (SPS) es el método más utilizado debido a su simplicidad11,12. Se generan dos voltajes cuadrados en ambos puentes al controlar el encendido del par de interruptores conectados en cruz en cada puente. Solo se debe ajustar un ángulo de cambio de fase entre estos dos voltajes; la magnitud y la dirección de la potencia se pueden controlar a través de este ángulo. Sin embargo, la potencia de circulación inversa es causada por una alta tensión de corriente en el convertidor de potencia. Por lo tanto, las pérdidas del dispositivo de potencia y los componentes magnéticos son altas, lo que debilita la eficiencia del convertidor8. Se han hecho muchos intentos para aumentar el rendimiento de esta técnica. En la Ref.13 se ha propuesto una relación de trabajo variable calculando el valor del ángulo de fase en línea según la dinámica del convertidor. Algunos estudios se centraron en aumentar el rango de conmutación suave14 o disminuir la potencia reactiva del convertidor15. La técnica de control de cambio de fase extendida (EPS) se ha desarrollado en la Ref.16 para lograr un mejor rendimiento. Utiliza dos grados de libertad (es decir, ángulos de fase interior y exterior); un cambio de fase (el ángulo de fase interior) controla el cambio en los interruptores diagonales del puente primario mientras que el otro actúa como en la técnica SPS, es decir, controla el cambio de fase entre los interruptores cruzados del puente primario y secundario. La técnica de control EPS ha disminuido drásticamente la potencia inversa y minimizado el estrés actual en los convertidores DAB, además de expandir el rango de regulación de potencia de transmisión. No obstante, para intercambiar el flujo de dirección de potencia, este método requiere intercambiar los estados operativos de los dos puentes. Se introdujo la técnica de control de cambio de fase dual (DPS)17 para eliminar la potencia reactiva y aumentar la eficiencia del convertidor. Este método utiliza dos grados de libertad como el EPS pero es ligeramente diferente ya que el ángulo de desfase interno se utiliza en ambos puentes y no solo en el primario, además del desfase externo. También se llevó a cabo una investigación ampliada para aumentar la eficiencia de DAB a través del control de cambio de fase triple (TPS) en la Ref.18, donde se utilizan tres grados de libertad. Otros estudios propusieron cambios de fase combinados y sintonizables19, y técnicas de control de cambio de fase unificadas18. Sin embargo, aunque estos métodos aumentan el rendimiento del convertidor, también dan como resultado un control complejo y un análisis matemático.

Este artículo presenta una nueva técnica de modulación por cambio de fase que utiliza solo dos grados de libertad, lo que permite el cambio de fase entre los voltajes primario y secundario. Los ángulos de cambio de fase primero y segundo están entre, respectivamente, las patas del puente primario y secundario. Con esta técnica, la corriente pico máxima es independiente de la inductancia entre los dos puentes. En este caso, la tensión de pico a través de la inductancia es igual a la tensión primaria o secundaria y no a su suma, a diferencia de las técnicas anteriores. Además de reducir la corriente máxima, este enfoque amplía el rango de regulación de potencia de transmisión y mejora la flexibilidad de regulación. Las formas de onda y los modos de operación de este nuevo método presentado aquí. Se realizó un análisis comparativo entre las técnicas existentes. Se realizaron tanto simulaciones como pruebas experimentales para comprobar la efectividad de la técnica propuesta.

La figura 1a esquematiza el diagrama de circuito de un convertidor CC-CC bidireccional, que está compuesto por dos puentes, uno primario y otro secundario. Los puentes están enlazados con el transformador de alta frecuencia en relación n:1 y un inductor auxiliar con inductancia Ls. El primer puente tiene dos patas, cada una con dos interruptores (S1 y S3 para la pata 1 y S2 y S4 para la pata 2). El puente secundario presenta la misma combinación de cuatro interruptores (en este caso, etiquetados S5–S8). El puente primario convierte el voltaje de entrada de CC (V1) en un voltaje de corriente alterna (CA) cuadrada de alta frecuencia mediante el control de los interruptores S1–S4; el puente secundario convierte este voltaje de CA cuadrado de alta frecuencia en un voltaje de salida de CC (V2) al controlar los interruptores S5–S8. El flujo de energía del puente primario al secundario puede controlarse mediante el cambio de fase entre los dos voltajes cuadrados de CA. La Figura 2b muestra el circuito equivalente del convertidor DAB. Si se supone que la inductancia de magnetización del transformador es mayor que la inductancia de fuga, se puede considerar como un circuito abierto. Por lo tanto, el convertidor DAB se puede representar simplemente mediante dos voltajes de CA cuadrados (Vh1 y Vh2) vinculados a través de la inductancia L (que es la suma de Ls y la inductancia de fuga del transformador). La dirección y magnitud del flujo de potencia se controlan ajustando el cambio de fase entre Vh1 y Vh2; Ts es la mitad del período de conmutación. En este estudio, el flujo de potencia considerado fue de V1 a V2 para analizar las principales operaciones de la técnica propuesta.

Puente activo dual (a) Diagrama de circuito. (b) El circuito equivalente.

La forma de onda del control de cambio de fase propuesto del convertidor DAB.

La figura 1a ilustra el diagrama de circuito del convertidor DAB. En la técnica propuesta, se realiza un ángulo de cambio de fase (D1Ts) entre S1 y S4. Se sintetiza un voltaje de tres niveles en el lado primario Vh1 del convertidor, a diferencia del voltaje tradicional de dos niveles adoptado en la técnica de control SPS convencional. Este voltaje de tres niveles contribuye a reducir la potencia inversa inversa a V1. Otro ángulo de cambio de fase (D2Ts) se realiza en el segundo puente entre S5 y S6; éste controla la cantidad de energía transferida en el convertidor al crear un cambio de fase esencial entre los voltajes cuadrados de los dos puentes. El cambio en el cambio de fase D2 amplía el rango de regulación de potencia de transmisión, aumentando la flexibilidad de regulación. Por lo tanto, D1 es la relación de cambio de fase entre las señales de la puerta impulsora S1 y S4 en el puente primario y \(0\le {D}_{1}\le 1\), mientras que D2 es la relación entre las señales de la puerta impulsora S5 y S6 en el puente secundario y \(0\le {D}_{2}\le 1\).

Para simplificar el análisis del convertidor DAB bidireccional, el dispositivo se consideró en condiciones de estado estable. El convertidor se puede modelar de la siguiente manera (Fig. 1b): el valor de la tensión del puente secundario se refiere al primario. Y \({\mathrm{V}}_{1}={\mathrm{knV}}_{2}\) y \({\mathrm{V}}_{1}>{\mathrm{nV}} _ {2}\), donde k es la relación de tensión y n es la relación de transformación del transformador. Para simplificar el análisis de rendimiento del convertidor propuesto, se hacen las siguientes suposiciones.

Todos los dispositivos de potencia son ideales. Se ignoran las capacitancias parásitas y de resistencia de los interruptores de potencia, y se desprecian las caídas de tensión directa de los diodos.

Las inductancias de fuga del transformador de par son mucho más pequeñas que las inductancias de magnetización y, por lo tanto, se desprecian.

Como se muestra en la Fig. 2, el ciclo de conmutación del convertidor se puede dividir en 6 modos de operación de la siguiente manera:

Modo 1 (t0 − t1)

Como se muestra en la Fig. 3a, la corriente del inductor \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\) está en dirección negativa. En t0, S1 y S2 se encienden en el puente primario, y S5 y S7 se encienden en el secundario. Según el sentido de la corriente, la corriente fluye por S2 y D1 en el puente primario y por S5 y D7 en el secundario. Vh1 y Vh2 son cero en este momento; por lo tanto, el voltaje a través de L se vuelve cero y una corriente constante fluye a través del inductor en \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L}0 }\).

Modo 2 (t1 − t2)

Los modos de funcionamiento del convertidor DAB.

La figura 3b muestra el circuito equivalente del modo 2. La corriente todavía está en dirección negativa. S1, S4, S5 y S7 están encendidos. Según el sentido de la corriente, la corriente fluye por D1 y D4 en el puente primario y por S5 y D7 en el secundario. Vh1 está sujeto a V1 mientras que Vh2 sigue siendo cero; por lo tanto, el voltaje a través de L está sujeto a V1. En este modo, la corriente disminuye linealmente y se puede expresar como:

Modo 3 (t2−t3)

La Figura 3c muestra el circuito equivalente del modo 3. La polaridad actual cambia de negativa a positiva. En este modo, S1 y S4 todavía están encendidos y S5 y S6 están encendidos. Según el sentido de la corriente, la corriente fluye por S1 y S4 en el puente primario y por D5 y D6 en el secundario. Vh1 todavía está en V1 mientras que Vh2 está sujeto a nV2. Por lo tanto, el voltaje a través de L está sujeto a \({\mathrm{V}}_{1}-{\mathrm{nV}}_{2}\). La corriente en este modo aumenta linealmente y se puede expresar como:

Modo 4 (t3−t4)

La figura 3d ilustra el circuito equivalente del modo 4. Como se muestra en las formas de onda de la figura 2, el modo 4 es similar al modo 1; \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\) está en la dirección positiva. En t3, S3 y S4 se activan mientras que S8 y S6 se activan. Según el sentido de la corriente, la corriente fluye por S4 y D3 en el puente primario y por S8 y D6 en el secundario. Como Vh1 y Vh2 son cero, el voltaje a través de L se vuelve cero y la corriente se fija en \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L }3}\).

Modo 5 (t4 − t5)

La Figura 3e muestra el circuito equivalente del modo 5. La corriente todavía está en la dirección positiva. S2 y S3 están encendidos mientras que los interruptores S6 y S8 están encendidos. Según el sentido de la corriente, la corriente fluye por D2 y D3 en el puente primario y por S8 y D6 en el secundario. Vh1 está sujeto a − V1 mientras que Vh2 sigue siendo cero; por lo tanto, el voltaje a través de L está sujeto a − V1. La corriente decrece linealmente y se puede expresar como:

Modo 6 (t5 - t6)

La Figura 3f muestra el circuito equivalente del modo 6. La polaridad actual cambia de positiva a negativa. S2 y S3 todavía están encendidos y los interruptores S7 y S8 están encendidos. Según el sentido de la corriente, la corriente fluye por S2 y S3 en el puente primario y por D7 y D8 en el secundario. Vh1 todavía está en − V1 mientras que Vh2 está sujeto a − nV2. Por lo tanto, el voltaje a través de L está sujeto a \({-\mathrm{V}}_{1}+{\mathrm{nV}}_{2}\). La corriente aumenta linealmente y se puede expresar como:

Del circuito equivalente del convertidor DAB en la Fig. 1b, iL se puede derivar como:

y de acuerdo con el análisis en "Principios de operación del control de cambio de fase propuesto", si el tiempo inicial de un ciclo de conmutación es t0 = 0. Entonces, tenemos t1 = D1Ts, t2 = D2Ts y t3 = Ts para la mitad positiva ciclo de la tensión de entrada. La corriente media del inductor en estado estable durante un período de conmutación (2Ts) es cero. Según las formas de onda de la Fig. 2, la corriente máxima del inductor es igual a iL0 y se puede expresar como:

donde \({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}=1/2{\mathrm{T}}_{\mathrm{s}}\) es la frecuencia de conmutación y \(\mathrm{k }={\mathrm{V}}_{1}/{\mathrm{nV}}_{2}\) es la relación de conversión de voltaje. Si la potencia fluye de V1 a V2, \(\mathrm{k}\ge 1\). El esfuerzo actual bajo el método propuesto es

La potencia de transmisión promedio del convertidor DAB bajo la modulación de cambio de fase propuesta se puede calcular como

En comparación con el método de control SPS tradicional, la tensión actual del convertidor DAB se expresa como

Por conveniencia, las Ecs. (8) y (9) se definen como un factor de estrés actual unificado de la siguiente manera:

dónde

La Figura 4 ilustra la relación entre el estrés actual y la relación de conversión de voltaje. El estrés actual aumenta junto con la relación de voltaje; sin embargo, el factor de estrés actual para la técnica de control propuesta es menor que el del método de control SPS tradicional para diferentes clasificaciones de potencia (250, 500 y 1000 W).

El factor de estrés actual con la relación de conversión de voltaje para diferentes potencias nominales.

Sin embargo, en el método de control SPS tradicional, la tensión de corriente máxima depende principalmente de la inductancia de fuga. En SPS, el proceso de diseño es desafiante porque es una compensación entre los valores Ls y fs. Un Ls más pequeño aumenta la corriente máxima mientras que un Ls más grande reduce la potencia de salida máxima en el convertidor. Además, para un valor Ls definido, la amplitud de corriente máxima disminuye al aumentar la frecuencia de conmutación; el incremento de la frecuencia de conmutación puede estar limitado por las características del dispositivo de potencia de silicio. Por lo tanto, el convertidor DAB debe diseñarse cuidadosamente para funcionar en condiciones de funcionamiento seguras. En la técnica propuesta, el cambio de fase entre los voltajes primario y secundario es independiente de la inductancia de fuga. Por lo tanto, el proceso de diseño es mucho más fácil que para el método de control SPS. La Figura 5 compara la relación entre el pico de corriente máxima y la inductancia de fuga para las dos técnicas; el pico de corriente es claramente independiente del valor de la inductancia en la técnica propuesta, a diferencia del método tradicional.

El pico de corriente máxima varió con la inductancia (a) frecuencia de conmutación 10 kHz (b) frecuencia de conmutación 20 kHz.

Para verificar el desempeño del método de control propuesto, se construyó un modelo convertidor DAB (Cuadro 1). la Figura 6 muestra la capacidad de regulación de potencia del convertidor DAB bajo la técnica de control propuesta; el convertidor puede regular una gama más amplia de potencia de transmisión en comparación con la técnica de control SPS convencional. La potencia de salida se puede cuantificar simplemente cambiando el valor apropiado de la relación de trabajo de control D1 o D2. En otras palabras, se puede obtener la misma cantidad de potencia de transmisión mediante diferentes combinaciones de D1 y D2, lo que aumenta la flexibilidad de regulación. El valor máximo de potencia de transmisión se puede obtener cuando D2 = 0,5; el rango D1 es 0–0.5 y D2 > D1.

La potencia de transmisión varió con D1 y D2.

La Figura 7 compara la relación de Vh1 y Vh2, con iL tanto en el SPS convencional como en los métodos de control propuestos, a la misma potencia. Vh2 está atrasado de Vh1, lo que indica que la energía fluye del lado primario al lado secundario. Además, la amplitud de Vh1 es mayor que la de Vh2, lo que revela una operación en modo reductor (k > 1). El pico máximo de corriente en el método propuesto es más bajo que en la técnica de control SPS convencional a pesar de que ambos enfoques transmiten la misma potencia. El beneficio de la reducción del estrés actual es la disminución de las pérdidas en el convertidor y la clasificación del dispositivo de potencia.

Formas de onda de corriente con voltaje (a) método propuesto (Pout = 800 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) SPS convencional (Pout = 800 W, D = 0,9).

La Figura 8 ilustra la corriente de entrada del convertidor para ambos métodos para la misma potencia de transmisión. La potencia inversa en la técnica de control SPS convencional es mayor que en el método propuesto. La disminución de la potencia inversa puede ayudar a disminuir las corrientes de circulación de potencia entre los puentes.

La corriente de entrada del convertidor DAB Pout = 800 W. (a) Control SPS (b) Control propuesto.

Para verificar la efectividad de la técnica propuesta, el sistema fue probado bajo diferentes relaciones de tensión por debajo de 1. La Figura 9 compara el método propuesto con la técnica de control SPS tradicional para k = 0.55, mostrando claramente una tensión de corriente mucho menor con el nuevo método. El convertidor está en estado de impulso en esta prueba en la que Vh2 es mayor que Vh1 y la dirección del flujo de potencia es de Vh1 a Vh2.

Corriente con formas de onda de tensión (a) método propuesto (Pout = 2000 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) SPS convencional (Pout = 2000 W, D = 0,9).

La figura 10 muestra la entrada del convertidor, corriente que tiene un valor negativo proporcional a la cantidad de potencia inversa en el dispositivo. En la técnica propuesta, la potencia inversa también es menor que en el método de control SPS.

La corriente de entrada del convertidor DAB Pout = 2000 W. (a) Control SPS (b) Control propuesto.

Se ha realizado una prueba experimental para confirmar los resultados de la simulación. Se ha construido un prototipo de convertidor DAB (1,6 KW) para desarrollar las tensiones y corrientes de salida. El hardware y los parámetros de la topología propuesta se presentan en la Tabla 1. Para el primer puente se utiliza el IGBT (FGH40N60SFD), con voltaje nominal de 600 V, corriente nominal de 40 A, y el IGBT (IRFP26N60LPBF) con voltaje nominal de 600 V, corriente nominal de 26 A se usa para el segundo puente, el controlador DSpace DS 1103 se usa para producir las señales de activación. En la Fig. 11 se muestra una foto de la configuración experimental. La Figura 12 muestra los resultados experimentales, donde el voltaje y la corriente del método propuesto se muestran en la Fig. 12a, el voltaje y la corriente del método convencional se muestran en la Fig. 12b, la forma de onda de voltaje para el caso de incremento en el método propuesto se muestra en la Fig. 12c, la forma de onda de voltaje para el caso de incremento en el método convencional se muestra en la Fig. 12d, y los ángulos de cambio de fase entre los dos puentes piernas se muestra en la Fig. 12e. Los resultados confirman la veracidad de la forma de onda del análisis presentado, posteriormente, tanto la simulación como los resultados experimentales muestran la versatilidad y flexibilidad del método de control propuesto del convertidor DAB propuesto.

Sistema prototipo experimental.

Resultados experimentales para las formas de onda de corriente con voltaje (a) método propuesto (Pout = 800 W, D1 = 0.1, D2 = 0.7) (b) SPS convencional (Pout = 800 W, D = 0.9).

En la Tabla 2 se muestran comparaciones de las técnicas de control para convertidores DAB dc-dc. La frecuencia de conmutación se ajusta ampliamente porque las técnicas de control en las Refs. 13,16 se basan en SPS, EPS y TP, respectivamente. Hay una mayor pérdida de conducción porque los modos de operación en las Refs.13,16,18 no son globalmente ideales. Es posible lograr el desempeño ZVS en Refs.13,18 con la ayuda del componente auxiliar o la inductancia magnetizante del transformador, lo que también resulta en una mayor pérdida de conducción. El diseño es más complicado y menos adaptable para una relación de conversión amplia ya que la estrategia de modulación en Ref.13 depende del cálculo fuera de línea. El método de control sugerido es capaz de lograr ZVS por sí mismo, sin el uso de piezas auxiliares. Sin utilizar un cálculo fuera de línea, el método de modulación se implementa en tiempo real. Como resultado, desarrollar e implementar el enfoque de control es más simple.

Este artículo propone una nueva técnica de modulación por cambio de fase para el convertidor DAB. La nueva técnica utiliza solo dos grados de libertad, lo que permite el cambio de fase entre los voltajes primario y secundario. Las formas de onda y los modos de operación de este nuevo método presentado aquí. Se realizó un análisis comparativo entre las técnicas existentes. Se realizaron tanto simulaciones como pruebas experimentales para comprobar la eficacia de la técnica propuesta. Se observa a partir de los resultados que la corriente máxima se reduce en un 50% en comparación con la técnica de modulación por desplazamiento de fase convencional. La operación inversa del convertidor es fácil de operar, además de la flexibilidad de la transmisión de energía a través del sistema.

Los conjuntos de datos generados y/o analizados durante el estudio actual están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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Universidad de Asuán, Asuán, Egipto

Ahmed Rashwan

Universidad del Valle del Sur, Qena, Egipto

Ahmed IM Alí

Universidad Ryukyus, Okinawa, Japón

Tomonobu Senjyu

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AR y AA escribieron el texto principal del manuscrito y verificaron la simulación y el trabajo experimental y TS revisó el lenguaje y las contribuciones. Todos los autores revisaron el manuscrito.

Correspondencia a Ahmed Rashwan.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Rashwan, A., Ali, AIM y Senjyu, T. Minimización del estrés actual para un convertidor CC-CC de puente activo doble aislado. Informe científico 12, 16980 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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Recibido: 25 julio 2022

Aceptado: 26 de septiembre de 2022

Publicado: 10 de octubre de 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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