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Scientific Reports volumen 12, Número de artículo: 17351 (2022) Citar este artículo

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Este documento presenta dos divisores de potencia de banda estrecha con una relación de división de potencia de amplio rango basados en los dos nuevos métodos de control de pérdida de inserción, que son la línea de baja impedancia y el condensador de acoplamiento. Inicialmente, se diseña un BPF de banda estrecha basado en el modelo de circuito equivalente y el circuito equivalente LC. Luego, utilizando la densidad de corriente superficial, se determina por qué parte de la estructura BPF se puede controlar la pérdida de inserción (IL) en la frecuencia central. Los divisores de potencia sintonizables de Wilkinson (TWPD) están diseñados en base a componentes de control IL para crear una amplia gama de relaciones de división de potencia, utilizando solo dos voltajes de CC. La frecuencia central del primer TWPD diseñado es de 2,5 GHz, y la relación de división de potencia se puede controlar hasta 1:45 mediante la variación de dos voltajes de CC de 0 a 8 V. Dado que la estructura de los TWPD es simétrica, los voltajes inversos dan como resultado la potencia dividida invertida entre los puertos de salida. La frecuencia central del segundo TWPD diseñado es de 2,52 GHz y la relación de división de potencia se puede controlar hasta 1:134 mediante la variación de dos voltajes de CC de 1,7 a 4 V. Se fabrican y miden dos TWPD propuestos. Se presentan comparaciones de los resultados medidos y simulados para verificar las predicciones teóricas.

En la mayoría de los sistemas de telecomunicaciones, los divisores de potencia (PD) con relaciones de división de potencia iguales y desiguales son un elemento esencial en la red de alimentación para el conjunto de antenas. Recientemente, los diseñadores han considerado el diseño de circuitos de microondas basados en nuevos métodos, como aplicaciones de onda lenta de transparencia inducida electromagnéticamente en resonador microstrip1 y el marco automatizado para la optimización de componentes miniaturizados de microondas2. Además, en los sistemas de comunicación inalámbrica por microondas, como las matrices en fase y las redes de dirección de haz, se requiere que la señal se divida en igual o desigual utilizando un divisor de potencia. Los divisores de potencia de Wilkinson (WPD) se utilizan ampliamente, con características que incluyen: relación de división de potencia flexible, capacidad para eliminar CC, segundo y tercer armónico, tamaño compacto, pérdidas de inserción y retorno adecuadas y buen aislamiento entre los puertos de salida.

Hasta la fecha, se han diseñado varios tipos de WPD: La primera categoría son los PD basados en resonadores elípticos y filtros de paso bajo3,4, que son muy buenos para suprimir armónicos hasta armónicos de alto orden. Pero son incapaces de eliminar los armónicos de CC. La segunda categoría son los PD basados en BPF9,10,11 de banda estrecha5,6,7, doble banda8 y banda ancha. WPD desigual (UWPD) es otra categoría para la división de señal desigual12,13,14,15,16,17,18,19,20,21. En 12,13, la señal se divide en una proporción de 1:2, pero ocupa un tamaño muy grande. En 13, se adopta una estructura que utiliza banda prohibida electromagnética como línea de transmisión (TL) de alta impedancia para el diseño de UWPD. La relación de división de potencia es de 1:3 en banda ancha, pero los valores de pérdida de retorno no son adecuados en la banda de trabajo. El UWPD con relación de división de potencia de 1:414,15, que utiliza líneas microstrip simples con diferentes impedancias, tiene un tamaño grande y es incapaz de suprimir armónicos no deseados. Un UWPD 1:5 está diseñado en 16 basado en las líneas de tiras paralelas de doble cara desplazadas. En 17,18 se presenta una PD Gysel desigual 1:6 y una UWPD 1:10, respectivamente. Una desventaja importante de 16,17,18 es su gran tamaño. Debido a que los diseños19,20,21 usan líneas microstrip con impedancias desiguales sin ningún resonador, tienen un tamaño total grande. En los PD mencionados, no es posible considerar ningún valor de relación de división de potencia. Para resolver este problema, en 22, 23, 24, 25, 26 se presentan PD de Wilkinson y Gysel con una relación de división de potencia arbitraria, respectivamente. En estos tipos de PD, la relación de división de potencia se puede ajustar arbitrariamente durante el proceso de diseño y antes de la fabricación. Como resultado, la relación de división de potencia ya no se puede cambiar después de los procesos de diseño y fabricación.

Los divisores de potencia sintonizables (TPD) son otra categoría que controla la banda operativa o la relación de división de potencia, utilizando un circuito que consta de elementos agrupados y voltajes de CC. El circuito de elementos agrupados incluye condensador de bloque de CC, inductor de bloque de CA, diodo varactor y resistencia de polarización. El voltaje de CC controla la capacitancia del diodo varactor, por lo tanto, se puede cambiar el ancho de banda o la relación de división de potencia. En27 se presenta un TPD desigual 1:2 basado en los TL de alta impedancia y cuatro voltajes de CC. Algunas TPD se presentan en 28,29,30,31. Las relaciones de división de potencia son 1:1–1:2,428, 1:13–1:2829, 1:2–1:10030 y hasta 1:10031. Los TPD en 32,33 controlan tanto la banda operativa como la relación de división de potencia. El TPD of32 tiene una estructura compleja, ya que utiliza 4 fuentes de voltaje de CC y una gran cantidad de elementos agrupados. Estas desventajas se han visto en TPD of33, que utiliza diez voltajes de CC individuales.

Entre los diseños examinados, la relación de división de potencia es una característica importante que ha recibido menos atención. Tampoco se ven relaciones de división de potencia arbitrarias por un circuito, o un divisor de potencia que tenga una amplia gama de relaciones de división de potencia (ya sean iguales o desiguales). Como resultado, existe una motivación para diseñar y fabricar un PD que pueda ajustar una amplia gama de relaciones de división de potencia. Además, tiene un diseño simple y es más eficiente en términos de la cantidad de elementos agrupados y las fuentes de voltaje de CC. Los divisores de potencia con relación de división de potencia sintonizable se emplearon en el diseño de antenas con polarización34,35 y reconfiguración de patrones36. Además, en muchos casos, se requieren potencias de salida desiguales en diferentes puertos de salida para sistemas como arreglos en fase y redes de dirección de haz32. También se observa que todas estas aplicaciones requieren divisores de potencia de banda estrecha con relación de división de potencia de sintonización.

En este artículo, para resolver los problemas antes mencionados, se diseñan, fabrican y miden dos TPD con una relación de división de potencia de amplio rango. Al principio, se diseña un BPF de banda estrecha basado en el modelo de circuito equivalente y el circuito equivalente LC. Luego, utilizando la densidad de corriente superficial, se especifica un resonador al que se puede conectar el circuito de elementos agrupados y se diseña un PD basado en el BPF propuesto. A continuación, se diseñan dos TPD con base en el PD propuesto y los circuitos de elementos agrupados. El control de las relaciones de división de potencia para los TPD fabricados se investiga y mide en la última sección.

En un primer momento, se analiza y diseña un BPF con una estructura novedosa. Se analizan partes importantes de la estructura BPF propuesta para determinar qué parte está relacionada con el control de IL. En este sentido, el BPF propuesto se fabrica y mide para confirmar los resultados.

La Figura 1a muestra el modelo de circuito equivalente del BPF propuesto. El modelo de circuito equivalente se basa en las características de impedancia (\({Z}_{i}\)) y longitud eléctrica (\({\theta }_{i}\)) de los TL, mientras que el modelo de circuito equivalente tiene una estructura simétrica . El modelo de circuito equivalente consta de dos líneas de baja impedancia con efecto de acoplamiento (TL1), dos líneas de alta impedancia con efecto de acoplamiento (TL2), dos líneas de alta impedancia de par con efecto de acoplamiento e impedancias desiguales (TL3) y dos líneas de alta impedancia líneas sin efecto de acoplamiento (TL4). Los modos pares e impares del modelo de circuito equivalente del filtro BP se muestran en la Fig. 1b, c, respectivamente. El análisis del modo par-impar se ha realizado paso a paso como se muestra a continuación:

( a ) Modelo de circuito equivalente del BPF propuesto con gráfico de acoplamiento, ( b ) modos pares y ( c ) modos impares.

Y para el modo impar:

donde, en (3)–(8), los parámetros (A–K) se calculan como:

Cabe señalar que las Ecs. (3) y (7), que son las ecuaciones de las líneas acopladas de TL3, se basan en la impedancia de entrada del modelo de líneas acopladas de matriz Z de dos puertos "\(\pi\)"37. Basado en el modelo "\(\pi\)" para líneas acopladas, la matriz Z de dos puertos y sus parámetros teniendo en cuenta las condiciones de contorno para las líneas de acoplamiento TL3, es decir, \(I_{2} = I_{4} = 0, \) se obtienen de la siguiente manera38:

dónde

Entonces, la impedancia de entrada (\(Z_{in}\)) se puede calcular de la siguiente manera:

A continuación, para el análisis de modo par e impar, \(Z_{L}\) se considera como dos valores de infinito y 0, respectivamente. Como resultado de las Ecs. (3) y (7) se calculan de la siguiente manera:

Las siguientes ecuaciones se utilizan para obtener parámetros importantes de la estructura:

donde \(Z_{0} = 50\) ohmios. Según el gráfico de acoplamiento (Fig. 1a), está claro que el modelo de circuito equivalente propuesto tiene cuatro resonadores (R1–R4). Para el modelo de circuito equivalente propuesto, los valores de impedancia y longitud eléctrica de las líneas se consideran como sigue: \(Z_{2o} = Z_{2e} = Z_{4} = Z{ }\) y \(Z_{1o } = Z_{1e} = Z/10\). Además, las líneas de acoplamiento asimétricas (TL3) tienen una impedancia desigual y los valores de impedancia se consideran como \(Z_{3e} = 2Z\) y \(Z_{3o} = Z\). Por otro lado, la longitud eléctrica de las líneas se considera como: \( \theta_{2} = \theta_{4} = \theta\) y \(\theta_{1} = 2\theta\) y \( \theta_{3} = 3\theta\). Los TL1 tienen baja impedancia y otras líneas tienen alta impedancia. Dado que el valor de \(Z\) para líneas de alta y baja impedancia puede considerarse de 150 y 15 ohm39, respectivamente, entonces la impedancia de TL1 es igual a \(Z/10\). En consecuencia, las ecuaciones. (1)–(14) se calculan y simplifican en el software Wolfram Mathematica, luego se separan las partes \(\mathcal{R}\mathcal{e}\) y \(\mathcal{I}\mathcal{m}\) , y cada parte se representa en MATLAB de acuerdo con \(\theta\), como se muestra en la Fig. 2. Un BPF de banda estrecha adecuado tiene una frecuencia central (fo) con IL baja y tiene dos TZ para tener una buena banda de exclusión anchos de banda y caída brusca. El valor bajo de IL se obtiene creando un polo en fo, que según (15) S11 = 0 o, \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{par}}\cdot {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{impar}}=1/{{Z}_{0}}^{2}\).

\({Y}_{pulgadas}^{par}\), \({Y}_{pulgadas}^{impar}\) y \({Z}_{pulgadas}^{impar}\).

Porque \({Z}_{0}=50\) ohmios, por lo tanto, \(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm {par}}]=(1/2500)\times\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{impar}}]\) y \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{par}}]=(1/2500)\times \mathcal{I }\mathcal{m}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{impar}}]\). Para TZs según (16), se necesita S21 = 0 o \({Z}_{in}^{impar}={Z}_{in}^{par}\). Para \({Y}_{in}=1/{Z}_{in}\) entonces \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{par}}={ \mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}\), por lo tanto, las condiciones resonantes son iguales en los puntos de intersección de \(\mathcal{R}\mathcal{e}[ {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{par}}]\) con \(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\ mathrm{in}}^{\mathrm{impar}}]\) y \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{Y}_{in}^{par}]\) con \(\mathcal{ { I}\mathcal{m}[{Y}_{in}^{impar}]\). La Figura 2 muestra las curvas de \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}\), \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in} } ^{\mathrm{odd}}\) y \({\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}\) para determinar el punto de intersección de las curvas y el óptimo valor de \(\theta\). Como se ilustra, un 90° tiene las mejores condiciones. En otras palabras, cada resonador en el modelo de circuito equivalente de la FIG. 1a necesita tener una longitud igual a \(\theta =\lambda /4\).

El circuito equivalente de LC basado en condensadores de acoplamiento (usando condensadores en lugar de efecto de acoplamiento) da una idea de qué partes y acoplamientos del BPF propuesto tienen un efecto en IL en la frecuencia central. La adición de un diodo varactor (condensador variable) al alto efecto capacitivo (área amplia) y las secciones de acoplamiento importantes juegan el papel más importante en el diseño de divisores de potencia con relación de división de potencia sintonizable. Dado que la estructura basada en acoplamiento asimétrico tiene complejidad de diseño, para la respuesta adecuada, es necesario optimizar los parámetros del modelo de circuito equivalente. Para identificar los puntos de partida del proceso de optimización, se considera el circuito equivalente LC, en el camino de diseño del BPF propuesto, como se muestra en la Fig. 3. En el circuito equivalente LC, cada TL se reemplaza por un inductor (Li, donde i = 1–13) y un capacitor (Ci, donde i = 1, 2,… 10), y se considera un capacitor para cada efecto de acoplamiento (Cgi, donde i = 1, 2,… 5). El valor del inductor y del condensador se puede extraer de4,40. Debido a que el circuito equivalente LC tiene la estructura de simetría, se han realizado análisis de modo par e impar. La figura 3b, c muestra los modos impar/par, respectivamente. La impedancia de entrada se puede calcular paso a paso tanto en modo par como impar de la siguiente manera:

(a) circuito equivalente LC, (b) modos impares y (c) modos pares.

Y para el modo par:

Finalmente, los parámetros S resultantes se evalúan con (15) y (16). Después de calcular S21 con base en el circuito equivalente LC, se ha determinado que casi toda la estructura BPF propuesta es efectiva para controlar la ubicación de las TZ. Sin embargo, L13 y C10 tienen menos efecto. Como resultado, existe una ecuación general con varias variables para lograr los tres objetivos del diseño de filtros. Los objetivos del diseño del filtro son los siguientes: frecuencia central a 2,5 GHz (S21@ 2,5 GHz = 0 dB), primera TZ ubicada a 2,2 GHz (S21@ 2,2 GHz = − ∞ dB) y segunda TZ ubicada a 2,8 GHz (S21@ 2,8 GHz = − ∞ dB). De esta forma, se ha utilizado el proceso de optimización basado en los algoritmos de gradiente en el software de simulación de ADS para obtener objetivos de diseño de filtros.

Después de los cálculos, se diseña el BPF propuesto mediante la optimización de parámetros en el entorno del software ADS. La estructura de diseño y las respuestas simuladas del BPF diseñado se muestran en la Fig. 4a. La Figura 4b muestra los resultados de la simulación del filtro BP propuesto. La frecuencia central (fo) en la banda de paso es de 2,54 GHz y el ancho de banda de -3 dB (IL) es de 0,23 GHz, de 2,405 a 2,635 GHz. Las pérdidas de inserción y retorno en fo son 0,26 y 27,7 dB, respectivamente. Estos resultados muestran que la banda de paso de BPF tiene un margen de seguridad adecuado para la frecuencia de 2,5 GHz. También se ilustra que el BPF diseñado tiene dos TZ a frecuencias de TZ1 = 2,18 y TZ2 = 2,92 GHz. La brecha de frecuencia de 0,74 GHz entre TZ muestra una caída brusca de este filtro. El ancho de banda superior de la banda suprimida se extiende a 2,2 fo, con un nivel de supresión de 20 dB.

El BPF propuesto, (a) diseño, (b) resultados de simulación S21 y S11 del modelo de circuito equivalente, circuito equivalente LC y diseño.

La figura 6a muestra la IL en fo frente a la variación de la distancia de separación entre el valor TL1s y Cg5. Para ampliar el ancho de banda, la distancia de separación entre dos TL1 debe ser inferior a 0,1 mm, como se muestra en la Fig. 6b. Para lograr este objetivo, los costos de fabricación aumentan significativamente. Como resultado, para reducir el costo de fabricación, se ha considerado la resolución mínima de diseño de 0,1 mm.

Esta sección identifica qué partes de la estructura BPF propuesta tienen un efecto directo en IL en el fo. Como resultado, el valor de IL se puede ajustar agregando un circuito de elementos concentrados que contiene el diodo varactor (capacitancia controlable por voltaje de CC) a estas partes. La Figura 5 muestra la densidad de corriente superficial del BPF propuesto en las TZ y fo. Como se muestra en la Fig. 5a, b, las partes, que en su mayoría son rojas, tienen un mayor efecto en las TZ. Por lo tanto, la ubicación de los TZ depende de los TL de TL2, TL3, TL4, TL5 y uno de los TL1 (TL1 que está cerca del puerto de entrada). En otras palabras, TL1 en el lado del puerto de salida tiene muy poco efecto en los TZ. La Figura 5c muestra que el TL1 cerca del puerto de salida tiene un alto efecto en la frecuencia central de la banda de paso. Según las simulaciones de densidad de corriente de superficie, el TL1 en el lado del puerto de salida juega un papel directo para todas las frecuencias de banda de paso. Debido a que los TL1 son líneas de baja impedancia y desempeñan el papel de un capacitor con un valor de capacitancia alto, este ramal se puede controlar configurando sus dimensiones. Por otro lado, la brecha entre dos stubs TL1 (La línea de puntos en la Fig. 3a), que se modelan en el circuito equivalente propuesto con Cg3, Cg43 y Cg5, tiene un efecto directo en la IL en fo. En el proceso de optimización se encuentra que el efecto de Cg5 es mayor. Cuanto menor sea el valor del condensador Cg5, menor será la IL en fo y viceversa. Como resultado, cuanto mayor sea la brecha entre las dos líneas TL1, mayor será el valor de IL en el ancho de banda. La figura 6 muestra la IL en fo frente a la variación de la distancia de separación entre el valor TL1s y Cg5. Dado que en la sección anterior, este espacio fue modelado por un capacitor, en el caso de la distancia máxima del espacio (S21(@ fo) = − 20 dB), es posible usar un capacitor SMD entre dos TL1. Luego, al ajustar el valor del capacitor SMD, se puede controlar el valor de IL en la banda de paso. En consecuencia, se diseña y simula un BPF con control de pérdida de inserción de banda de paso como se muestra en la Fig. 7a. El circuito de elementos agrupados de la estructura de la Fig. 7a incluye:

El diodo varactor (Dv) es SMV1247-079LF con una capacitancia de 0,64 a 8,86 pF dentro de un rango de variaciones de voltaje de CC (VCC) de 0 a 8 V.

Los capacitores C1 y C2 son Murata GRM0603 con valor de 6 y 1.5 pF, respectivamente.

Rb es la resistencia de polarización con un valor de 100 kΩ y VDC es un voltaje de CC con un rango de valores de 0 a 8 V.

La densidad de corriente superficial en (a) TZ1, (b) TZ2 y (c) fo.

(a) El valor de pérdida de inserción en fo frente a la variación de la distancia de separación entre TL1s y el valor Cg5, (b) la variación del ancho de banda frente a la distancia de separación entre TL1s.

Los BPF propuestos con control de banda de paso IL, (a) circuito propuesto y respuesta de simulación en función de VDC, (b) segundo BPF de diseño y respuesta de simulación en función de VDC.

La respuesta de simulación de este circuito se muestra en la Fig. 7a. Los valores de S21 a la frecuencia de 2,5 GHz son iguales a − 7,25, − 8,16, − 6,2, − 2,1, − 1,14 y − 0,85 dB para tensiones de 0, 1, 2, 3, 4 y 5 V, respectivamente. Como se mencionó en la sección anterior, ambos TL1 no tienen el mismo efecto en la IL en la frecuencia central. El efecto de TL1, que cerca del puerto de salida, es dominante sobre el otro TL1. Como resultado, se diseña y simula un segundo BPF de diseño que contiene solo elementos conectados al TL1 izquierdo, como se muestra en la Fig. 7b. Los resultados simulados muestran que el valor de IL en fo cambia de acuerdo con el voltaje de CC, sin eliminar las TZ. También se utilizan menos elementos agrupados. Debido a que el valor de la señal que pasa a través del BPF propuesto está controlado por el voltaje, los BPF propuestos se pueden usar en el diseño de WPD con relaciones de división de potencia ajustables de amplio rango.

Utilizando el BPF diseñado en la sección anterior, se diseña un WPD de banda estrecha como se muestra en la Fig. 8. La resistencia de aislamiento es de 100 ohmios. Las respuestas de simulación de WPD de banda estrecha, el ancho de banda de paso es de 0,14 GHz de 2,45 a 2,59 GHz con un nivel de atenuación de − 3 dB. La simulación S11 en la banda de paso es inferior a − 13,3 dB, S22 y S33 es inferior a − 19 dB como se muestra en la Fig. 8. El aislamiento (S32) es inferior a − 20 dB a fo = 2,5 GHz. Las bandas de parada inferior y superior tienen un alto nivel de supresión y suprimen los armónicos de CC, segundo y tercer armónicos para la frecuencia central con un nivel de supresión superior a 25 dB.

Circuito propuesto WPD de banda estrecha y sus resultados de parámetros S.

La sección de sintonización de IL en fo muestra que TL1, que está cerca del puerto de salida, tiene un mayor efecto sobre la frecuencia central en el ancho de banda de paso. Además, la distancia de separación entre dos TL1 aumenta o disminuye la IL en la frecuencia central. Por lo tanto, para diseñar un PD con el control de la relación de división de potencia entre los dos puertos de salida, es posible utilizar el TL1 cerca de la salida y la brecha de TL1s. En consecuencia, se han revisado dos diseños de WPD mediante el control de la relación de división de potencia en esta sección:

En la Fig. 7, el BPF propuesto puede controlar el IL en la banda de paso usando un capacitor C1 entre los TL1 y un circuito de control capacitivo que incluye un diodo varactor, una resistencia de polarización, un capacitor auxiliar C2 y una fuente de voltaje de CC. Las respuestas mostraron que, aunque se controla la IL, se eliminan las TZ y se reduce la tasa de roll-off. Pero usando el rango de voltaje de 0–8, el valor de IL se puede cambiar entre −0,85 y −25,7 dB a fo = 2,5 GHz. Mediante el uso de este filtro, se diseña un TWPD con control de IL. Por lo tanto, las BPF propuestas se utilizan en lugar de las líneas de un cuarto de longitud de onda en WPD4 como primer diseño. Los resultados del circuito de diseño, la simulación y la medición del primer diseño se muestran en la Fig. 9. El condensador de C1 es GRM0115C murata 1,8 pF, el condensador de C2 es GRM0115C murata 1,5 pF y las resistencias de polarización se consideran de 10 kohm. Los diodos varactor son del modelo SMV1247 y los valores de los voltajes de CC V1 y V2 cambian en el rango de 0 a 8 V. Este PD se fabrica y mide como el primer divisor de potencia sintonizable de diseño con control de relaciones de división de potencia utilizando la distancia de separación en la línea de simetría. La Figura 9a muestra el diseño del primer TWPD de diseño y la fotografía de fabricación, donde R2 = 100 Ω es la resistencia de aislamiento y se puede considerar cuando se necesita una división equitativa de la potencia con un alto aislamiento. Cabe señalar que, para la división desigual de la potencia a cualquier valor deseado, la resistencia de aislamiento puede tener un efecto destructivo. Por ejemplo, en presencia de una resistencia de aislamiento, al cambiar los voltajes de V1 y V2, la potencia dividida no supera los − 3 dB. Por lo tanto, esta resistencia se puede eliminar para lograr una amplia gama de relaciones de potencia dividida. Por otro lado, agregar una resistencia aumenta la coincidencia y el aislamiento en los puertos de salida. La Figura 9b muestra los resultados de la simulación y la medición para ambos voltajes V1 = V2 = 8 V, en esencia, división igual de potencia. La variación máxima del retardo de grupo (GD) en la banda de paso para S21 y S31 es de 0,65 y 0,63 ns, respectivamente. La figura 10a, b muestra la potencia desigual dividida para los voltajes V1 = 0, V2 = 8 y V1 = 8, V2 = 1, respectivamente. Para este divisor de potencia, cuanto mayor sea la diferencia entre los valores de V1 y V2, mayor será la diferencia en la relación de división de potencia entre los puertos de salida. Por ejemplo, si V1 = 8 y V2 = 0 V, que es la diferencia máxima entre los dos voltajes de CC, el valor de S31 = − 1,765 dB y S21 = − 18,33 dB. Es decir, la relación de potencia es de 1:45 a una frecuencia de 2,5 GHz. Dado que la estructura es simétrica, los voltajes inversos (V1 = 0, V2 = 8) dan como resultado la relación de división de potencia invertida entre los puertos de salida (S31 = − 18,91 dB, S21 = − 1,78 dB). A medida que disminuye el voltaje de CC de una sección, disminuye el valor de la división de potencia al puerto de salida de esa sección. Como ejemplo, resultan dos voltajes de V1 = V2 = 0.

WPD propuesto con relación de división de potencia sintonizable (primer diseño), (a) diseño y fotografía de la estructura de fabricación, (b) resultados de simulación y medición en V1 y V2 = 8 V.

Resultados de medición y simulación del primer diseño TWPD, (a) en V1 = 0 y V2 = 8, y (b) en V1 = 8 y V2 = 1.

S21 = − 18,36 dB, S31 = − 18,93 dB. Scilicet, al seleccionar estos dos voltajes, se puede bloquear toda la potencia en la frecuencia central.

En la sección de ajuste de IL en fo, se demostró que TL1 en el lado del puerto de salida tiene un efecto directo en fo. Como resultado, al controlar el efecto de capacitancia del stub TL1 usando un capacitor SMD y el diodo varactor, la relación de división de potencia puede controlarse para el diseño de un TWPD (segundo diseño). La figura 11a muestra el circuito de diseño y la fotografía de fabricación del segundo diseño. Este diseño no tiene un condensador de línea de simetría. Como resultado, se reducen dos elementos y el tamaño se vuelve más pequeño. Debido a que la DP se controla mediante el efecto de capacitancia de TL1, existe un rango más amplio para dividir la potencia desigual en un voltaje de CC de rango más estrecho. De modo que el voltaje de CC para la división de potencia igual o desigual entre 1,7 y 4 V es suficiente para las fuentes de voltaje de CC. El condensador de C1 es GRM0115C murata 30pF, y las resistencias de polarización se consideran de 10 kohm. Los diodos varactores son el modelo SMV1247 y los valores de los voltajes de CC V1 y V2 cambian en el rango de 0 a 4 V. La Figura 11b muestra los resultados de medición y simulación del segundo diseño para V1 = V2 = 4 V. Como se muestra, a diferencia del primer diseño TWPD , las TZ no se eliminan en el TWPD de segundo diseño, lo que da como resultado una caída muy brusca. La variación máxima del retardo de grupo (GD) en la banda de paso para S21 y S31 es de 0,85 y 0,64 ns, respectivamente. Como se muestra en la Fig. 11b, S32 es igual a − 11,34 dB, que es un valor relativamente adecuado sin R2. También se puede ver que las bandas de parada inferior y superior son anchas con un nivel de supresión de 20 dB. Los valores de coincidencia de entrada (S11), coincidencias de salida (S22 y S33) y aislamiento entre dos puertos de salida (S23) son apropiados en el rango de ancho de banda de 0,1 GHz, como se muestra en la Fig. 11b. La Figura 12a, b muestra la potencia desigual dividida para voltajes de V1 = 1.7, V2 = 4 y V1 = 4, V2 = 2.15, respectivamente. Para esta PD, cuanto más separados estén los valores V1 y V2, mayor será la diferencia de potencia dividida. Por ejemplo, si V1 = 4 y V2 = 1,7 V, los valores de S31 = − 0,877 y S21 = − 22,15 dB. Es decir, a estos voltajes, la relación de división de potencia es 1:134 a una frecuencia de 2,52 GHz. La relación de división de potencia de.

WPD propuesto con relación de división de potencia sintonizable (segundo diseño), (a) diseño y fotografía de la estructura de fabricación, (b) resultados de simulación y medición en V1 y V2 = 4 V.

Resultados de medición y simulación del segundo diseño TWPD, (a) en V1 = 4 y V2 = 1,7, y (b) en V1 = 4 y V2 = 2,15.

1:134 no se ve en el primer diseño. Dado que la estructura del segundo TWPD es simétrica, a voltajes de CC opuestos (V1 = 1,7, V2 = 4 V), el valor de la potencia dividida entre los puertos de salida se invierte (S31 = − 22,28, S21 = − 0,79). A medida que disminuye el voltaje de CC, disminuye el valor de la potencia transmitida al puerto de salida. Como ejemplo, para dos voltajes V1 = V2 = 1,7, resulta S21 = − 22,23 dB, S31 = − 22,31 dB. Es decir, al seleccionar estos dos voltajes, se puede bloquear toda la potencia en fo. La ventaja del segundo es el valor máximo diferente entre los dos voltajes de CC, el diseño sobre el primer diseño es de tamaño más compacto, rangos de variación más compactos para los voltajes de CC y un amplio rango de potencia dividida hasta 1:134. La figura 13 muestra la variación de los parámetros S para la variación de tensión V1 = 0 a 8 (con paso de 0,1 V) y V2 = 0 a 8 (con paso de 1 V). Usando estos gráficos, las respuestas de simulación de los parámetros S pueden investigarse para importantes relaciones de potencia dividida. También es posible elegir cualquier rango de división de potencia de igual a desigual. Los rangos importantes de potencia dividida para el segundo diseño TWPD a voltaje constante V2 = 4 y V1 = 4 se tabulan en las Tablas 1 y 2, respectivamente. Según estas tablas, es evidente que la potencia dividida entre los dos puertos de salida se realiza de forma simétrica ajustando los voltajes. Además, cuanto mayor es la diferencia de voltaje entre V1 y V2, continúa el rango más amplio de potencia dividida. La Tabla 3 compara los resultados de ambos divisores de potencia propuestos con trabajos previos. Es fácil comparar a partir de la Tabla 3 que el amplio rango de potencia dividida, el número de bajos voltajes de CC, el rango de bajos voltajes de CC y el tamaño compacto son las ventajas más importantes de los dos diseños propuestos. En la Tabla 3, FPDR es una relación de división de potencia fraccionaria para evaluar la capacidad de un TWPD en la división de potencia desigual, que se puede derivar de la siguiente manera:

Resultados de parámetros S de simulación de amplio rango del TWPD propuesto (primer diseño).

La novedad del trabajo propuesto se divide en las dos partes: la novedad del diseño y la novedad de los resultados de la siguiente manera:

Los divisores de potencia están diseñados en base al filtro de paso de banda (BPF) con una nueva estructura que consta de líneas de alta y baja impedancia. Los divisores de potencia con relación de división de potencia sintonizable tienen un circuito que consta de elementos agrupados. El diodo varactor en el circuito de elementos agrupados actúa como un capacitor variable, donde su capacitancia depende del voltaje de CC. En la estructura del divisor de potencia propuesta, los capacitores variables se agregan a la línea de baja impedancia TL1s, que tiene los mayores efectos capacitivos y de alto acoplamiento. Como resultado, además de configuraciones estructurales novedosas, otras novedades de diseño son el control de los efectos capacitivos y de acoplamiento de la línea de baja impedancia. La adición de un circuito de elementos agrupados a una línea de baja impedancia con alta capacitiva y efectos de acoplamiento no se ha visto en los trabajos anteriores. Trabajos previos28,29,30,31,32,33 solo utilizaron circuitos de elementos agrupados con líneas de alto efecto inductivo (línea de alta impedancia). Por tanto, la novedad de diseño propuesta provoca el menor número de elementos agrupados.

La novedad de los resultados o las ventajas de los TWPD propuestos en comparación con trabajos anteriores son los amplios rangos de la relación de división de potencia (por primera vez hasta 1:135), la supresión de armónicos con amplias bandas de parada, la potencia simétrica de dos lados. dividiendo, bloqueando completamente la señal para ambos puertos o cualquier puerto deseado (por primera vez). A diferencia de los trabajos anteriores, todas estas ventajas se incluyen en los dos divisores de potencia propuestos. Además de una característica de división de potencia, un bloqueo completo de la señal en la frecuencia central para dos puertos de salida es una característica única, que no se presentó en los trabajos anteriores.

Este documento ha presentado dos divisores de potencia Wilkinson sintonizables con un amplio rango de relación de división de potencia. La primera idea es el diseño de un BPF novedoso de banda estrecha basado en el modelo de circuito equivalente y el circuito equivalente LC utilizando análisis de modo impar/par. Luego, mediante la investigación de la densidad de corriente superficial, se determina por qué parte del BPF diseñado se puede controlar la pérdida de inserción en fo. Los TWPD están diseñados en base a componentes de control IL para crear una amplia gama de relaciones de división de potencia. La estructura de los TWPD consta de dos TBPF diseñados, dos circuitos de elementos agrupados y dos voltajes de CC. Las ventajas de los TWPD propuestos se incluyen en estos casos: los amplios rangos de relación de división de potencia igual a desigual, el tamaño compacto, el bajo número de elementos agrupados, la supresión de armónicos con amplias bandas de parada, la señal simétrica de dos caras y completamente bloqueante y el uso de sólo dos voltajes DC. La comparación de los resultados de la simulación y la medición muestra que ha habido una buena concordancia entre los resultados y, por lo tanto, confirma la corrección de los diseños.

Los resultados calculados durante el estudio actual están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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Departamento de Ingeniería Eléctrica, Facultad de Ingeniería, Universidad Razi, Kermanshah, 67149-67346, Irán

Sepehr Zarghami y Mohsen Hayati

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SZ ha realizado Diseño, análisis, investigación y redacción: preparación del borrador original. MH ha participado en la redacción, revisión y edición. Todos los autores discutieron los resultados y contribuyeron al manuscrito final.

Correspondencia a Mohsen Hayati.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Zarghami, S., Hayati, M. Divisores de potencia de banda estrecha con relación de división de potencia sintonizable de amplio rango. Informe científico 12, 17351 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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Recibido: 29 Abril 2022

Aceptado: 11 de octubre de 2022

Publicado: 17 de octubre de 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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