Jubileo de diamante: el 60.º aniversario del uso de la antena de varilla de 41 pulgadas en las pruebas militares de EMI

Este año marca no solo el aniversario del título, sino también el del comienzo de la era moderna en las pruebas de interferencia electromagnética (EMI) de vehículos. Las pruebas de emisión radiada (RE) de los equipos que se utilizarán en vehículos autónomos se realizan a un metro o menos en comparación con las pruebas a una distancia de tres metros o más para equipos diseñados para uso en hogares, oficinas y fábricas.

Por era moderna se entiende la comprensión de que para que tales mediciones de RE de campo cercano sean útiles, el sensor/captador/antena debe modelar de cerca a la víctima real protegida por el estándar EMI en cuestión, en apariencia física, orientación y separación de la víctima.

Antes de 1953, varios sensores se usaban de forma algo indiscriminada, prestando poca atención a la repetibilidad y la correlación entre las mediciones de RE a nivel de equipo y la compatibilidad electromagnética (EMC) instalada en el vehículo.

La antena de varilla de 104 cm (41 pulgadas) es conceptualmente uno de los dispositivos más simples en nuestro arsenal de herramientas de medición, pero es un hecho triste que hoy en día no se comprenda bien.

La mayoría de los ingenieros de EMC entienden intuitivamente que la antena de varilla suma los componentes del campo eléctrico paralelos a su longitud y que el potencial de radiofrecuencia (rf) disponible en la base es la mitad de la diferencia de potencial entre la base de la varilla y la parte superior. Es menos conocido que el potencial en la base de la varilla no se mide como un valor absoluto, pero como cualquier medida de potencial, la medida es una diferencia de potencial; en este caso, la diferencia de potencial es entre la base de la varilla y el potencial de potencial local. tierra cerca de la base, lo que significa el contrapeso. El potencial de contrapeso a menudo se considera un potencial cero, pero de hecho no lo es, en virtud de estar expuesto al mismo campo que la barra. Es este último hecho, entre otros, el que se aborda con el cambio de configuración de la antena de varilla MIL-STD-461F y los esfuerzos continuos para desarrollar MIL-STD-461G.

Después de una retrospectiva histórica, se revisan y explican las malas interpretaciones y los errores, incluida una descripción desafortunada en el EMC Symposium Record de este año.

La discusión histórica se toma en gran parte de una monografía sobre el mismo tema disponible en la sección "Historia" en www.emccompliance.com, y un artículo del autor titulado "Sobre la naturaleza y el uso de la sonda de campo eléctrico de 1,04 m" [ 1] – de ahora en adelante Javor 2011. Javor 2011 profundiza en la física y las matemáticas del campo eléctrico acoplado a una barra de 104 cm, mientras que este artículo es cualitativo y simplemente hace referencia a los resultados analíticos y de prueba demostrados en 2011. A menos que se indique lo contrario, el Los datos de prueba y las fotografías de configuración de prueba utilizadas en este artículo se tomaron prestados del trabajo realizado en el desarrollo de Javor 2011.

El principio

El 29 de mayo de 1953 fue la fecha de lanzamiento de MIL-I-6181B, "Límites de interferencia, requisitos de prueba y diseño, equipos eléctricos y electrónicos de aeronaves", el primero en adoptar el uso de la antena de varilla de 104 cm. El primer uso de la antena de varilla de 104 cm se explica en NADC-EL-5515, con fecha del 10 de agosto de 1955, "Informe final, evaluación de dispositivos captadores de interferencias de radio y explicación de los métodos y límites de la especificación n.° MIL-I- 6181B". Este informe fue esencialmente un apéndice de justificación para MIL-I-6181B.

Antes, durante y después de la Segunda Guerra Mundial, hasta 1953, la práctica estándar para conectar una radio de comunicación a una antena utilizaba un cable sin blindaje que era esencialmente una continuación de la antena externa (Figura 1). La conexión de la antena era tan sensible a la radiofrecuencia como la propia antena y, dentro del vehículo, estaba expuesta a numerosas fuentes de interferencia de radiofrecuencia (rfi).

Figura 1: Cableado de conexión de antena dentro de un bombardero de la época de la Segunda Guerra Mundial (Museo Nacional del Aire y el Espacio, Washington DC). El cable desnudo está cubierto por perlas de esteatita, que proporcionan el aislamiento necesario cuando la antena está transmitiendo. ¡En el modo de transmisión, había un potencial de hasta 5 kV en este cable, en frecuencias medias y altas!

La impedancia de entrada de los tubos mezcladores de radio de esta época era muy alta y era necesario separar el cable conductor de la antena de la estructura del avión para limitar la carga capacitiva. Esa es la función del separador de porcelana resaltado en la Figura 1. El cable de alta impedancia era muy susceptible a la diafonía capacitiva, y se hizo todo lo posible para mantenerlo separado de otros cables. Observe la separación del cableado a lo largo de la parte superior de la Figura 2 suspendido en el separador de porcelana de otros conjuntos de cables.

Figura 2: Separación entre el cable de antena sin blindaje y el haz de cables adyacente más cercano (Museo Nacional del Aire y el Espacio, Washington DC). La separación de cables era el único control disponible sobre la diafonía en estos días de cables abiertos y señales diminutas en modo de recepción y potenciales extremadamente peligrosos en modo de transmisión.

El problema de rfi fue bien entendido, como se evidencia en el dibujo de la Figura 3 extraído de una Orden Técnica del Departamento de Guerra de la era de la Segunda Guerra Mundial.

Figura 3: Dibujo que muestra el acoplamiento de las fuentes de rfi internas de la aeronave a una entrada de antena interna y cómo minimizar la diafonía. Está bastante claro que la rfi se produce internamente en la aeronave, ¡y que el acoplamiento a la antena en sí ni siquiera es una ocurrencia tardía! - del "Manual de eliminación de ruido de radio en aeronaves" de 1945, que a su vez era una actualización de una publicación similar de 1942 (Departamento de Guerra de los Estados Unidos y el Consejo Aéreo del Reino Unido).

La solución a largo plazo para el rfi resultante fue eliminar la entrada de antena sin blindaje de adquisiciones futuras. MIL-I-6181B prohibió tales adquisiciones, reemplazándolas con radios compatibles con cable coaxial. Pero había un inventario muy grande de las radios más antiguas y la aeronave que las tenía instaladas, por lo que MIL-I-6181B todavía tenía que proteger (abuelo) esas instalaciones. William Jarva, el autor de NADC-EL-5515, eligió la antena de varilla de 104 cm provista con el medidor AN/PRM-1 de Stoddart Aircraft Radio Company (nuevo en ese momento) como una simulación razonable de la entrada de antena sin blindaje en frecuencias por debajo de 20 MHz. Por encima de 20 MHz, se utilizó un dipolo sintonizable con polarización horizontal.

NADC-EL-5515 describe una medición realizada por el Sr. Jarva para desarrollar un límite de emisión radiada para proteger la instalación de radio BC-348Q. La figura 4 es una recreación de esta configuración.

Figura 4: Reconstrucción de la configuración NADC-EL-5515 utilizada para crear el límite RE en MIL-I-6181B en 1953. Con esta configuración, hubo una correlación casi uno a uno entre fallar un Requisito de EMI y causando un problema de EMC en un vehículo. Una vez que se resolvió el problema de las entradas de cables abiertos, la correlación fue mucho menor. De hecho, MIL-E-6051D, un estándar de EMC a nivel de sistema lanzado en 1967, advirtió así: "A menos que se especifique lo contrario en el contrato, los subsistemas/equipos deben diseñarse para cumplir con los requisitos de MIL-STD-461 y MIL-STD- 462. Dado que algunos de los límites en estos estándares son muy estrictos, se deberá considerar el impacto de estos límites en la efectividad, el costo y el peso del sistema".

Una descripción completa de la medida se encuentra en los artículos antes mencionados. A los efectos de esta retrospectiva, es suficiente señalar que el receptor EMI AN/PRM-1 en primer plano funcionaba con batería y la única conexión al receptor era una correa de unión corta al plano de tierra de la mesa. Además, la barra de 104 cm emana directamente del receptor EMI; no hay ningún cable intermedio. De esta manera, el receptor EMI simuló muy fielmente la radio de época BC-348Q colocada en el plano de tierra que era la víctima protegida por el límite RE. Ruido impulsivo (representado por el generador de impulsos) acoplado por igual al cable de antena sin blindaje conectado al BC-348Q ya la antena de varilla de 104 cm. La fuente de ruido impulsivo se colocó a la misma distancia del cable de antena BC-348Q y de la antena de varilla de 104 cm, y la separación era de un pie, a diferencia del metro actual. Esto reflejaba la separación alcanzable entre el culpable y el cableado de la víctima en los aviones de la época. Cuando se detectó rfi al escuchar el auricular BC-348Q, se anotó la desviación del medidor en el medidor AN/PRM-1 y se construyó un límite en términos del potencial de rf medido por el medidor (Figura 5), ​​a diferencia de la práctica moderna de medir una intensidad de campo. Dicho límite se denomina "inducido por antena" (dBuV) en oposición a la intensidad de campo (dBuV/m). Un límite inducido por la antena requiere necesariamente una especificación estricta de la antena. El RE militar moderno de un metro limita la intensidad del campo de control, pero aún conserva el control del tipo de antena, frente a las mediciones de RE especificadas a tres metros o más, que no lo hacen. Esto refleja una vez más la diferencia entre las mediciones de campo cercano y lejano.

Figura 5: Determinación del límite para las emisiones radiadas por debajo de 20 MHz en NADC-EL-5515 y MIL-I-6181B (tenga en cuenta las unidades de banda ancha inherentes: todas las fuentes utilizadas eran de banda ancha, lo que refleja los culpables eléctricos en ese momento)

El siguiente extracto de NADC-EL-5515 (disponible en la página de historial de emccompliance.com) explica la física de la situación en las propias palabras del Sr. Jarva:

"SISTEMA DE ANTENA PARA MEDICIONES DE INTERFERENCIA DE RADIO En el rango de frecuencia de 0,15 a 20 mc, los elementos radiantes, las antenas captadoras y las distancias, que generalmente se usan para medir la interferencia de radio radiada, son pequeñas en comparación con la longitud de onda. La cantidad de energía transferida del campo a la antena depende de la naturaleza de la fuente de la señal y el tipo de antena receptora utilizada. Por ejemplo, si la fuente de interferencia radiante es un solo cable de circuito cerrado pequeño, una gran cantidad de corriente puede fluir sin desarrollar mucho voltaje a través del circuito. En consecuencia, un Se desarrolla un componente magnético grande en el campo de inducción junto con un componente eléctrico comparativamente pequeño. Para extraer una gran cantidad de energía de dicho campo, se debe usar una antena de cuadro similar, correctamente adaptada a un receptor, como dispositivo captador. para proporcionar lo que puede compararse con una buena coincidencia de impedancia en la teoría de circuitos ordinarios.Si se usara una antena de varilla corta, sensible a la componente eléctrica del campo, como dispositivo captador, se produciría una transferencia de energía muy pequeña y una situación comparable a existiría una condición de desajuste de impedancia. Cuando una antena de varilla corta es la fuente de señal, se puede desarrollar un gran voltaje en la varilla, pero con muy poco flujo de corriente. En consecuencia, el campo desarrollado está compuesto por una gran componente eléctrica y una pequeña componente magnética. En este caso, otra varilla utilizada como dispositivo captador indicaría la presencia de un campo intenso, mientras que una antena de cuadro daría muy poca indicación. Las fuentes de interferencia de radio típicas en aeronaves incluyen los casos extremos descritos y todas las demás variaciones. En general, la relación de los componentes eléctricos y magnéticos que rodean un cable sin blindaje variará directamente con la impedancia de la carga que termina el cable, y la impedancia aparente presentada a las diversas antenas captadoras variará de la misma manera. Esta declaración se aplica a los componentes de campo radial y tangencial en contraste con el concepto más común de impedancia de onda que se encuentra en la teoría de blindaje, que se aplica solo a los componentes tangenciales a la línea de propagación.

Aunque sería deseable exigir la medición de los componentes eléctricos y magnéticos del campo de interferencia, actualmente se considera que tales requisitos harían que las pruebas de especificación fueran demasiado complejas. La experiencia ha indicado que los equipos electrónicos de las aeronaves, que funcionan en las gamas de frecuencias más bajas (0,15 a 20 mc), son más sensibles al campo eléctrico debido a la entrada de antena de alta impedancia sin blindaje, que ha sido de uso general. La práctica actual es controlar el campo eléctrico mediante medidas de interferencia de radio. Esto se hace utilizando una antena de varilla de 41 pulgadas y tratando cualquier dificultad que surja de los equipos que generan fuertes campos magnéticos como casos especiales que requieren especial atención cuando el equipo se instala en el avión. La referencia (e) requiere que todos los equipos usados ​​con antenas estén diseñados para usar con un cable de antena blindado. Siempre y cuando el cable de antena sin blindaje se elimine por completo del uso en aeronaves, se requerirá una revisión de los métodos y límites actuales en el rango de frecuencia de 0,15 a 20 mc. Los medidores de interferencia de radio que utilizan la antena de varilla de 41 pulgadas están construidos y calibrados de tal manera que leen directamente los microvoltios que son inducidos en la antena por el campo de interferencia".

Nota: La referencia (e) citada es MIL‑I-6181B.

El extracto anterior es notablemente lúcido y muestra cuán bien se entendieron el problema y la solución. El lector puede demostrar la naturaleza del campo eléctrico de la varilla. Instale un cable por encima del suelo según MIL‑STD-461E/F, accionado en un extremo por un generador de señal de 50 ohmios. Cargue el otro extremo del cable con 50 ohmios y coloque una señal de amplitud de 100 kHz y 100 dBuV en el cable. Registre la intensidad de campo medida (~ 1 mV/m, 60 dBuV/m). Ahora retire la carga de 50 ohmios del otro extremo del cable. El potencial del cable aumentará 6 dB debido a la descarga, por lo tanto, disminuya la configuración del generador de señal en 6 dB para mantener constante el potencial del cable. La medición de la antena de varilla indicará exactamente la misma lectura de intensidad de campo que antes, ¡a pesar de que fluye alrededor de 80 dB menos de corriente en la segunda configuración! No se puede tener una demostración más clara de detección de campo eléctrico y rechazo de campo magnético.

Con los antecedentes de cómo se utilizó la antena de varilla de 104 cm para las pruebas de EMI, avanzamos hacia su implementación en la cámara de pruebas de EMI. La figura 6 es un diagrama y una recreación de una configuración de antena de varilla de MIL-I-6181.

Figura 6: Diagrama de antena de varilla MIL-I-6181 y recreación de configuración. Como se indica en el texto, este es un campo tan cercano que ni siquiera es un intento de medir la intensidad de un campo; en cambio, se mide el potencial inducido en la barra y es un control de diafonía, o muy cercano a uno.

En la Figura 6, la varilla se conecta directamente al medidor EMI. A medida que se seleccionaban las bandas, la antena se adaptaba internamente correctamente a la entrada del mezclador. El tubo mezclador presentaba una impedancia de entrada alta, por lo que la varilla de 104 cm no se cargaba como lo haría un mezclador moderno con una impedancia de entrada que se acercaba más a los cincuenta ohmios.

Tenga en cuenta también la correa de unión muy corta entre el medidor EMI y el plano de tierra. La antena de varilla estaba a solo 12" de la cara frontal de la muestra de prueba. Eso reflejaba la separación de cables alcanzable en los aviones de esa época. El propósito de la correa de unión era hacer que el plano de tierra fuera la referencia para el potencial de captación de la antena de varilla. El medidor EMI era batería -alimentado en esta aplicación; el plano de tierra es la única referencia de tierra.

Con el paso del tiempo, surgieron quejas sobre la dificultad de usar el medidor AN/PRM-1 en las proximidades inmediatas de la muestra de prueba. Si bien se proporcionó un medidor remoto con el AN/PRM-1, los controles aún tenían que ajustarse en la cara del medidor. Stoddart Aircraft Radio Company luego proporcionó una versión más moderna de la antena de varilla, con su propia base, sintonizada pasivamente. Esto permitió el uso remoto del propio medidor EMI. La figura 7 muestra una configuración que usa la antena de varilla con su propia base en una imagen de una prueba de EMI de la década de 1950 o principios de la de 1960.

Figura 7: Imagen de la prueba MIL-I-6181 RE usando una antena de varilla antes de 1963. Ahora el ingeniero podría retirarse de la instalación. El cable de conexión era una línea de transmisión blindada de doble eje, por lo que, si se desea, se puede pasar a través de un pasamuros conectando a tierra el blindaje sin introducir un bucle de tierra en la instrumentación.

MIL-I-6181B especificó la antena de varilla solo a 20 MHz, con dipolos utilizados en frecuencias más altas. Las revisiones posteriores llevaron el punto de interrupción a 25 MHz (a saber, 25 o 30 MHz para MIL-STD-461/-462, todas las versiones).

Estandarización de tres servicios

El Ejército, la Marina y la Fuerza Aérea tenían sus propios estándares exclusivos de servicio hasta 1967. El propósito de MIL-STD-461/-462 era proporcionar un estándar Tri-Service único, con economías de escala concomitantes.

MIL-STD-462 colocó la antena de varilla a una distancia de un metro de la muestra de prueba y flotó el contrapeso desde el plano de tierra (Figura 8). Esto se debió a la observación de NADC-EL-5515 (citada anteriormente) de que, a medida que las radios de entrada de cable abierto dejaron de usarse y se reemplazaron por radios de entrada coaxial de 50 ohmios, el método de prueba que usaba la antena de varilla a 12" habría El uso de entradas coaxiales blindadas modernas movió a la víctima sensible de alta impedancia sin blindaje al exterior de la aeronave donde se montó la antena. El aumento de la separación de la muestra de prueba de antena fue una respuesta a la nueva conexión de radio a antena. El contrapeso solo se conectó a tierra a través de su conexión coaxial al receptor EMI, lo cual era muy importante porque a 14 kHz, la parte inferior de la banda RE02, era necesario un solo punto de conexión a tierra para la integridad de la medición cuando se utiliza un receptor pasivo (sintonizado en banda de octava). ) antena de varilla.

Figura 8: Uso de la antena de varilla según la versión básica de MIL-STD-462 (1967). Muchos de los medidores de EMI aprobados en este momento podían funcionar con energía de batería, por lo que esta configuración no conectaba a tierra inherentemente el contrapeso aislado.

Otro cambio relacionado con la eliminación del cableado sensible de la víctima del interior de la aeronave fue la consiguiente atención puesta en proteger la antena de la rfi. Esto resultó en un cambio del límite inducido por antena a un límite de intensidad de campo moderno.

Apareció una nube gris con el resquicio de esperanza de quitar el cable sin blindaje altamente sensible del interior del vehículo. La interacción interna universal y fácil de modelar se convirtió en una geometría específica del vehículo en la que la mayoría de los campos generados internamente tenían que salir del vehículo de metal para interactuar con una antena externa. Ahora bien, no cumplir con el límite RE102 no es motivo de rechazo inmediato, sino algo que debe evaluarse instalando el dispositivo en el vehículo correspondiente y verificando la compatibilidad. Esto se reconoce en MIL-STD-464 párrafo 5.2.4, que requiere la medición cuantitativa de rfi acoplado a antenas de vehículos desde la electrónica del vehículo. Tales mediciones se realizaron incluso antes de que MIL‑STD-464 basic se lanzara en 1997, pero MIL‑STD-464C lo convirtió en un requisito estricto en 2010.

MIL‑STD-462 también reemplazó los dipolos sintonizables con la antena bicónica de punta a punta de 1,37 m por encima de la banda de varillas. Mientras que MIL-I-6181 y especificaciones similares requerían un dipolo sintonizado tan bajo como 28 o 35 MHz (del orden de 5 metros de extremo a extremo), el bicónico más corto se puede inclinar para usarse tanto vertical como horizontalmente. Los estándares EMI anteriores a MIL-STD-461 solo requerían el control de acoplamiento o campos polarizados horizontalmente, por encima de 20-30 MHz, pero MIL-STD-461/-462 controlaba ambas polarizaciones por encima de 30 MHz (las antenas de espiral logarítmica se usaban por encima de la bicónica). banda, que capturó campos polarizados tanto horizontal como verticalmente simultáneamente).

Y finalmente, fue en esta época cuando las antenas de varilla activa estuvieron disponibles de forma generalizada. Este fue un desarrollo tecnológico, no una especificación o requisito estándar. En lugar de sintonizar una antena de varilla a través de bandas de octava que rastreaban las del receptor remoto, la antena de varilla conducía una puerta FET que actuaba como una carga de circuito casi abierto. Esto significa que la altura efectiva de circuito abierto inherente de la antena de varilla de 104 cm de 0,5 metros (o un factor de antena de 6 dB/m) era alcanzable. En comparación con desconectar la impedancia de fuente de 10 pF de la varilla con un inductor por octava, la mejora en el factor de antena fue del orden de 50 dB a 10 kHz. Este desarrollo facilitó el uso de analizadores de espectro para pruebas de EMI cuando estuvieron disponibles. La sensibilidad del analizador no era tan buena como la del receptor EMI, pero no necesitaba serlo, usando una antena de varilla activa. La desventaja era que el circuito activo limitaba el rango dinámico de las señales de alto nivel, tanto para la electrónica del analizador de espectro como de la varilla. La respuesta a una señal de banda ancha podría ser bastante limitada, y si hubiera una señal fuerte fuera de banda, eso podría disminuir la capacidad de recibir una señal de bajo nivel. El último problema no era tan importante dentro de una cámara de prueba blindada.

Un problema se cuela

En 1970 y 1971, se publicaron los Avisos 2 (Fuerza Aérea) y 3 (Ejército). Un área en común entre los Avisos 2 y 3 fue un cambio en la configuración de la antena de varilla: mientras que antes el contrapeso flotaba desde el plano de tierra, ahora estaba unido a él. Este cambio encontró su camino sin obstáculos en MIL-STD-462D (1993) y el MIL-STD-461E consolidado (que consta de requisitos y procedimientos) (1999). La redacción de la Notificación 2 es la siguiente: "4. Párrafo 4.2.3.2 Agregue esta oración: Cuando se use un contrapeso con una antena de varilla, deberá estar unido al plano de tierra con una correa de al menos 30 cm de ancho". Tenga en cuenta que la configuración de 1967 es similar a la de la antena de varilla MIL‑STD-461F RE102 de 2007, con la excepción de la falta de la perla de ferrita con pérdida que aumenta la impedancia de la ruta de enlace. Los cambios de 1970/1971 fueron un error, pero se necesitaron tres décadas para darse cuenta.

Recuerde que antes de MIL‑STD-462, hubo un cambio en el tipo de antena y la polarización entre 20 y 30 MHz, según la especificación particular y la antigüedad. La eficiencia de la barra vertical y el dipolo horizontal a 30 MHz fue bastante diferente, por lo que el límite inducido por la antena de la Figura 9a en el potencial de rf fue discontinuo en el punto de corte, y las firmas también lo fueron. Pero con MIL-STD-461 yendo a un límite de intensidad de campo y MIL-STD-462 requiriendo polarización tanto horizontal como vertical de la antena bicónica, es razonable esperar cierto grado de continuidad en el punto de cambio de antena para la polarización bicónica vertical. De hecho, los límites RE02 y RE102 de todas las versiones de MIL-STD-461 son continuos en el punto de corte (Figura 9b). La pendiente puede estar cambiando, pero la amplitud límite es continua. Pero después de que se publicaron los Avisos 2 y 3, no siempre fue el caso de que las firmas fueran continuas en los puntos de ruptura de la antena, incluso para la polarización bicónica vertical. Esto es aún más obvio si se toma una superposición de datos entre 20 y 30 MHz, donde ambas antenas están calibradas para su funcionamiento. Otro problema relacionado que sale a la luz es que una cantidad sorprendente de elementos de prueba totalmente diferentes parecen tener un pico amplio entre 20 y 30 MHz.

Figuras 9a y b: Límite de emisión inducida por antena MIL-I-6181 a la izquierda, que muestra la discontinuidad entre la barra vertical y la salida de rf del dipolo horizontal a 25 MHz frente al límite MIL-STD-461 RE02 (1967). Observe cómo las partes correspondientes de ambos límites tienen pendientes similares, lo que refleja las alturas efectivas de la barra vertical y el dipolo sintonizable. Otro cambio que debería haber ocurrido en 1967, pero no ocurrió hasta 1993 (MIL-STD-461D) es que con la antena externa como el foco del control de emisiones radiadas, debería haber límites separados para las instalaciones de equipos dependiendo de si estaban dentro o fuera de un vehículo metálico.

Reconocimiento del problema

Los Sres. Steve Jensen y Luke Turnbull identificaron por separado las deficiencias de las mediciones de la antena de varilla en la última octava de uso en 2000 y 2007, respectivamente. Estas fueron críticas contra MIL-STD-461E RE102, por debajo de 30 MHz y estándares de prueba automotrices similares. El problema era una gran discrepancia entre los campos medidos en el punto de corte de 30 MHz entre la antena de varilla y la antena bicónica, polarizada verticalmente. Si bien uno no esperaría un acuerdo preciso, debido a las aperturas físicas significativamente diferentes, la diferencia de 20 dB en los datos a continuación es problemática. El Sr. Jensen demostró superponiendo la antena bicónica y la antena de barra de 20-30 MHz que la bicónica siempre devolvía niveles mucho más bajos.

El Sr. Jensen señaló este problema en una crítica del borrador MIL-STD-461F con fecha del 23 de marzo de 2007. El personal de EMI de la Fuerza Aérea por separado, junto con otros, también notó niveles mejorados de cualquier ruido presente en la banda de frecuencia de 20 a 30 MHz. Junto con el Tri-Service Working Group (TSWG), el laboratorio de EMI de la Base de la Fuerza Aérea de Wright-Patterson (WPAFB) llevó a cabo un estudio detallado de la configuración de la antena de varilla. John Zentner y Steve Coffman con la participación del autor realizaron el trabajo. John Zentner había estado profundamente involucrado en el desarrollo de las revisiones "D" de MIL-STD-461/462 y fue el presidente del MIL-STD-461E TSWG. Steve Coffman fue ingeniero de EMC de la Fuerza Aérea para aviones de operaciones especiales con 30 años de experiencia en el campo de EMC. El resultado del esfuerzo se convirtió en la base de los cambios de configuración de la antena de varilla que se introdujeron en la versión final de MIL‑STD-461F.

Figura 10: Datos de Jensen, Steve. "Anomalías de medición asociadas con la antena de varilla de 41 pulgadas cuando se usa en gabinetes blindados", con fecha del 17 de julio de 2000. Una vez que sepa buscar esto, lo verá una y otra vez, a menos que esté trabajando con MIL-STD-461F o más tarde. Si bien las versiones modernas de RTCA/DO-160 ya no usan la antena de barra, el uso de la barra DO-160C no fue diferente al de MIL-STD-462. El DO-160 moderno reemplaza las mediciones de RE con un control de corriente de modo común por debajo de 100 MHz. Recuerde la respuesta del campo eléctrico y el rechazo del campo magnético de la antena de varilla. ¿DO-160F/G realmente controla los campos eléctricos por debajo de 30 MHz desde un cable de alta impedancia?

Resolución del problema

En Wright Patterson AFB se exploraron varias configuraciones con contrapesos de diferentes tamaños y técnicas de puesta a tierra/unión. Se encontró que una condición de resonancia con la configuración MIL‑STD-461E/462 provocó que el potencial del contrapeso aumentara a un nivel que inundaba el potencial inducido en la propia antena de varilla. Se compararon las medidas de varias configuraciones. La configuración que produjo los mejores resultados fue un contrapeso de tamaño tradicional que no estaba unido al plano de tierra de la mesa de trabajo, más cerca del piso que el plano de tierra de la mesa, y con un cable coaxial corto eléctricamente conectado a tierra al piso de la habitación blindada. Debido a la resonancia remanente entre la capacitancia de contrapeso al piso y la inductancia del cable coaxial, se aplicó una manga de ferrita con pérdidas al cable coaxial para amortiguar la resonancia. La impedancia requerida del manguito de ferrita se definió en el cuerpo principal de MIL-STD-461F y se incluyó una declaración en el Apéndice de la norma que indica que se debe usar un manguito de ferrita "con pérdidas con inductancia mínima". Los resultados del estudio se presentaron en foros públicos en el Simposio IEEE EMC de 2007 y en la Revisión del programa de efectos ambientales electromagnéticos (E3) del Departamento de Defensa (DoD) de 2008.

La trampa LC paralela pre-461F formada por el contrapeso sobre el piso y el cable coaxial conectado en un extremo a la base de la antena de varilla y en el otro a la pared de la cámara hizo que la impedancia entre el contrapeso y la cámara aumentara mucho; por lo tanto, el mismo campo que se acopló a la barra de 104 cm también pudo aumentar el potencial del contrapeso. La impedancia entre el contrapeso y la cámara en ausencia de desafinación en WPAFB se muestra en la Figura 11.

Figura 11: Impedancia de trampa L – C paralela clásica (amarillo es amplitud, azul es fase). De vez en cuando, la teoría y la práctica coinciden tan perfectamente que el término "libro de texto" simplemente pide a gritos que lo usen.

Javor 2011 mostró el resultado de desafinar esta resonancia (Figura 12). Ese esfuerzo utilizó un cable de un metro de largo suspendido a 5 cm sobre el suelo impulsado y cargado por 50 ohmios como fuente de campo eléctrico. El voltaje en este cable era constante frente a la frecuencia, y el artículo proporciona la física y las matemáticas cuasiestáticas para demostrar que el campo eléctrico resultante, medido por la antena de varilla, también debe ser plano frente a la frecuencia, de modo que cualquier desviación de la planitud es un error de medición.

Figura 12: Resonancia anterior a MIL-STD-461F a la izquierda; Resonancia de Q inferior MIL-STD-461F en la parte inferior (ambos gráficos tienen el mismo nivel de referencia, son 10 dB/división y cubren 2 - 32 MHz). La técnica de medición se describe completamente en Javor 2011. El pico de baja frecuencia en la parte superior se debe a que se utilizó un cable coaxial extremadamente largo; se probaron varias longitudes para ver el efecto antes de que su autor descubriera lo que estaba sucediendo.

Mirando hacia el futuro

Está claro que la técnica MIL-STD-461F contribuyó en gran medida a eliminar una gran fuente de error. También está claro que no es perfecto. Javor 2011 mostró el resultado de hacer flotar completamente el contrapeso (eliminando, sin desafinar, la resonancia), y eso dio un resultado casi plano y, lo que es más importante, casi exactamente el mismo resultado que cuando tanto la muestra de prueba como la antena de varilla están referenciadas al piso de la cámara como en la Figura 13. Se usó un transformador de aislamiento de mini circuitos de US $ 50 en lugar de la manga de ferrita.

Figura 13: Tanto el elemento radiante (cable sobre el suelo a la izquierda) como la antena de medición están referenciados al piso de la sala de protección, lo que garantiza un potencial común para la medición y la ausencia de cualquier tipo de condición resonante. Mediciones de antena de varilla sobre el suelo como MIL-STD-461, RTCA/DO-160 (versiones obsoletas), CISPR 25 et al. todos deben producir resultados acordes con una medición de plano de tierra común. Es el estándar de oro.

La figura 14 muestra los resultados de la medición cuando la fuente y la antena de varilla están referenciadas al piso de la sala de blindaje como en la figura 13. La planitud de la medición está muy cerca de la perfección. La Figura 15 compara el resultado de -461F (traza superior) con el uso de un transformador de aislamiento (traza inferior) en lugar de un manguito de ferrita en la configuración de -461F. La respuesta de traza inferior del transformador de aislamiento de la Figura 15 es muy similar a la de la medición basada en el piso de la Figura 14.

Figura 14: Resultados de la medición de la intensidad del campo cuando la antena de hilo radiante y la antena de varilla están referenciadas al piso de la cámara de prueba según la Figura 13

Figura 15: La traza superior es un resultado de -461F; la traza más baja es el resultado usando un transformador de aislamiento en otra configuración de -461F

Debe quedar claro que la técnica de aislamiento para eliminar la resonancia es potencialmente superior a la técnica de desafinación, pero quedan algunos obstáculos. Estos incluyen transformador de línea de transmisión frente a un verdadero transformador de aislamiento y la eficiencia (pérdida) asociada con el transformador. Con un límite de 24 dBuV/m por encima de 2 MHz, no se acepta mucha pérdida. Los miembros del grupo de trabajo de tres servicios MIL-STD-461 han estado trabajando en este problema desde 2011. Existe una motivación práctica separada para usar el aislamiento en lugar de la desafinación. La técnica -461F requiere conectar a tierra el blindaje coaxial directamente debajo de la antena de varilla. Muchas instalaciones de prueba no tienen un punto de conexión a tierra de fácil acceso disponible en todas partes, debido a varios revestimientos que a veces se usan sobre el piso de metal, como baldosas u hormigón. Una técnica de aislamiento elimina la necesidad de conexión a tierra. Esa ventaja tiene a muchas personas interesadas en este enfoque completamente separado del deseo de obtener mejores datos de prueba.

Una preocupación con la desinformación

Sin conocer el cuerpo de trabajo que resultó en MIL-STD-461F y el trabajo continuo del TSWG basado en Javor 2011, el Sr. Harry Gaul de General Dynamics publicó y presentó un artículo sobre el mismo tema en el Simposio EMC 2013 en Denver (Gaul, Harry. Modelado electromagnético y mediciones de la varilla de 104 cm y la antena bicónica para pruebas de emisiones radiadas por debajo de 30 MHz. Registro del simposio IEEE EMC de 2013. Denver, CO). Gaul 2013 llega a la misma conclusión que Javor 2011; a saber, que el aislamiento de contrapeso es superior a desafinar un circuito resonante. El enfoque de Gaul 2013 fue completamente diferente al empleado en Javor 2011, y es tranquilizador que las dos técnicas completamente diferentes terminaron con la misma conclusión. El Sr. Gaul usó un método de código de momentos llamado FEKO, mientras que Javor 2011 realizó un análisis de forma cerrada calculando el acoplamiento del campo eléctrico de un cable sobre un plano de tierra a una antena de varilla de 104 cm, basado en los primeros principios: electricidad cuasiestática. formulación de campo basada en la Ley de Gauss. Ambos esfuerzos compararon las predicciones con datos de prueba medidos, pero ahí es donde termina la similitud.

Tanto Javor 2011 como Gaul 2013 evaluaron varias configuraciones de antena diferentes entre 20 y 30 MHz. Estos son el aislamiento completo del contrapeso, -461F, -461E, -462 y el montaje en el piso de la antena de varilla, así como el uso de una bicónica vertical.

Su autor, miembro del Tri-Service Working Group sobre MIL‑STD-461F, estaba al tanto de la ferrita de amortiguación precisa descrita en el estándar, y los resultados de la prueba en la Figura 12 verifican qué tan bien funciona. MIL‑STD-461 no puede identificar ningún producto o servicio comercial por su nombre comercial y, en cambio, tiene que especificar un dispositivo por sus características más destacadas. El Sr. Gaul, sin darse cuenta, identificó una falla (no técnica) en MIL‑STD-461F: parte de la descripción de la ferrita no está en el cuerpo principal de la norma, sino en el apéndice, que no es contractualmente obligatorio. En el cuerpo principal, se identifica que la ferrita tiene una impedancia de 20 a 30 ohmios a 20 MHz, y en el apéndice se hace la siguiente declaración: "Flotando el contrapeso con el cable coaxial unido eléctricamente al piso con una funda de ferrita débil (con pérdidas con inductancia mínima) en el cable produjo los mejores resultados generales". Una ferrita que cumple con este requisito es Leadertech (solía ser Ferrishield) CS28B1642 con material 28. Su impedancia medida (cortesía del Sr. John Zentner en WPAFB) se enumera en la Tabla 1.

Tabla 1: Impedancia de perlas de ferrita Leadertech CS28B1642. La fila resaltada muestra el parámetro crítico a la frecuencia especificada por MIL-STD-461F: la impedancia resistiva es mayor que la reactancia inductiva. Tenga en cuenta que este modelo tiene los dos componentes de impedancia en serie, lo cual es estándar en la industria, no en paralelo como en Galia 2013.

Tenga en cuenta que a 20 MHz la impedancia es superior al requisito MIL-STD-461F; el requisito se basó en los datos del fabricante, no en los datos medidos. Pero la resistencia (ohmios reales) es mayor que la reactancia inductiva (ohmios imaginarios), según se requiera, y esto proporciona el rendimiento de amortiguación necesario.

Por el contrario, Gaul 2013 utiliza el siguiente modelo analítico para el manguito de ferrita, que no proporciona ningún tipo de amortiguamiento:

"La perla de ferrita (cuando se usa para la configuración MIL‑STD-461F) se modela como un circuito paralelo de 480 ohmios, 0,255 pF y 250 nH para que coincida con las características de la perla real utilizada".

A 20 MHz, 250 nH proporciona una reactancia inductiva de aproximadamente 30 ohmios, pero como se señaló, los 480 ohmios en paralelo no proporcionan ningún tipo de amortiguación. La impedancia efectiva sigue siendo de 30 ohmios inductivos. Desafortunadamente, en base a su malentendido del enfoque MIL-STD-461F, Gaul 2013 afirma que:

"La configuración de prueba MIL‑STD-461F tuvo la peor concordancia con una diferencia de aproximadamente 18 dB".

Esa conclusión peyorativa no sorprende dada la suposición de una impedancia de perla puramente inductiva: no se necesita un programa informático sofisticado para determinar que agregar inductancia a la rama inductiva de una trampa LC simplemente reduce la frecuencia del tanque, sin reducir el circuito "Q".

La incomprensión del propósito de la manga de ferrita es preocupante. El TSWG pensó que estaría claro que el propósito del manguito es amortiguar, según la redacción general de MIL-STD-461F. Si se mantiene la amortiguación sobre el aislamiento, las futuras versiones de MIL-STD-461 sin duda aclararán este problema en detalle.

Conclusión

En el mundo actual, existe la expectativa de que la tecnología mejore con el tiempo. Con respecto a las mediciones de las antenas de varilla durante los últimos sesenta años, podríamos inclinarnos a citar a Jerry García y decir: "Qué viaje tan largo y extraño ha sido".

El problema de las emisiones radiadas se entendía bien hace seis décadas y tenían a mano una solución de prueba y diseño. Pero cuando la solución de diseño se afianzó, la solución de prueba cambió y se volvió problemática. Hemos pasado las últimas décadas en una especie de mini Edad Oscura, en la que no hacíamos un trabajo tan bueno como cuando empezamos, y ni siquiera nos dimos cuenta. Pero gracias a Steve Jensen, Luke Turnbull y el DoD TSWG, hemos dado la vuelta a un mini-Renacimiento y ahora (en MIL-STD-461F) tenemos una prueba mucho mejor, y durante los últimos años hemos estado buscando una enfoque aún mejor para -461G (aislamiento de contrapeso).

Aparte del aspecto del 60.º aniversario, la motivación para escribir este artículo se debe a múltiples interacciones con personas que reaccionan al cambio MIL-STD-461F sin una comprensión adecuada de los antecedentes. Una objeción fue que la configuración -461F reduce las emisiones medidas de configuraciones anteriores. Eso es cierto (especialmente en la banda de resonancia), pero ese también es el punto: las mediciones más precisas revelan que el campo real es más bajo que el medido anteriormente. Las mediciones cuidadosas en WPAFB revelaron que cuando la resonancia se elimina a través de -461F, se ve una caída previamente enmascarada, pero eso se debe a un nodo de interferencia destructivo debido a las dimensiones de la sala y al rendimiento inadecuado del absorbente. El requisito de absorbente MIL-STD-461F Tabla I es un compromiso considerado entre el rendimiento de RF y el impacto económico. Si la deserción es una preocupación, la solución es un mejor absorbente (híbrido basado en una base de mosaico de ferrita), sin mantener una resonancia de contrapeso para compensar una interferencia destructiva inducida por la cámara. Y, por supuesto, la coincidencia de frecuencia de estas dos resonancias solo funciona para dimensiones específicas de la habitación, no en general.

El autor desea agradecer a los siguientes ingenieros de EMC por la revisión de este artículo. John Zentner y Steve Jensen, ambos mencionados e identificados en el artículo, también se tomaron el tiempo para revisar este esfuerzo. Mark Nave de Mark Nave Consultants, Inc., Vince Sutter de Raytheon y Tim Travis de ASRI contribuyeron a hacer de este artículo una experiencia de lectura más fácil de usar. En la medida en que no lo sea, la culpa es enteramente del autor.

Referencia

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