Un problema (y una solución) con MIL

Hace diez años, MIL-STD-461F agregó una extensión de baja frecuencia a CS114 que modela el ruido de modo común generado por los sistemas de alimentación de CC utilizados en los barcos de la Armada. Un generador electromecánico genera un potencial de CC de alto voltaje, con niveles más bajos de potencia de CC derivados del bus original de alto potencial mediante conversiones de CC a CC de estado sólido. Tal conversión de potencia da como resultado grandes cantidades de ruido de modo común. La extensión es un nivel de 77 dBuA de 4 kHz a 1 MHz. Para respaldar el nuevo requisito, la figura CS114-2 se amplió para controlar la pérdida de inserción de la abrazadera de inyección por debajo de 10 kHz. Pero la extensión fue demasiado estricta y, lo que es más importante, el concepto detrás de la extensión no es la forma óptima de ejecutar la prueba en frecuencias de audio. El método óptimo utiliza unos pocos vatios de potencia de una fuente de audio en lugar de 100 vatios de potencia de una fuente de 50 ohmios, que no son equipos de prueba típicos.

Análisis de la curva de pérdida de inserción máxima por debajo de 10 kHz

El propósito de la curva de pérdida de inserción máxima como se indica en el apéndice MIL-STD-461 correspondiente es el deseo de limitar la potencia de sujeción requerida a 100 vatios, una potencia nominal máxima común para dicho equipo. Pero un límite que realiza esa función por debajo de 10 kHz es una extensión logarítmica lineal del límite de 10 a 100 kHz, no la pendiente diferente como en la figura CS114-2 actual. La Figura 1 reproduce la Figura CS114-2 que muestra el límite actual con una superposición roja punteada del sugerido.

Figura 1: MIL-STD-461F/G Figura CS114-2 anotada para mostrar la extrapolación lineal del límite de pérdida de inserción basado en la inductancia de magnetización

Los límites de pérdida de inserción de la figura CS114-2 por encima de 10 kHz representan el rendimiento del Modelo 95236-1 de Eaton (posteriormente Tegam y ahora ETS-Lindgren) por debajo de unos 6 MHz, y el Modelo 95242-1 por encima de esa frecuencia. Estas eran las abrazaderas de inyección disponibles en la década de 1980 cuando evolucionaron las técnicas de inyección de cables a granel. La caída por debajo de 100 kHz es de 20 dB por década, lo que refleja la inductancia de magnetización como el factor que causa la caída. Esa pendiente no cambia mágicamente a 10 kHz y cualquier desviación en la pendiente de la pérdida de inserción máxima permitida es problemática en el diseño de abrazaderas compatibles. El siguiente análisis simple muestra que la desviación de 20 dB por década no es necesaria.

Calculamos la pérdida de inserción máxima permitida que permitirá que un amplificador de 100 vatios induzca 77 dBuA en el dispositivo de calibración, asumiendo todo el equipo de 50 ohmios (enfoque clásico CS114).

77 dBuA + 34 dB ohmios = 111 dBuV

en cualquiera de los extremos del dispositivo de calibración cuando terminan en 50 ohmios (34 dB ohmios).

111 dBuV a través de 50 ohmios es 4 dBm utilizando el factor de conversión de 107 dB entre dBuV y dBm en una resistencia de 50 ohmios.

La diferencia entre los 4 dBm disipados en cada carga de 50 ohmios en el dispositivo de calibración y los 100 vatios (50 dBm) disponibles del amplificador es, por definición, la pérdida de inserción máxima permitida. Ese valor:

50 dBm – 4 dBm = 46 dB

se puede ver en la Figura CS114-2 anotada para caer justo en el límite de pérdida de inserción máxima extrapolado linealmente. Ese valor gráfico concuerda con el valor al que se llegó usando una extrapolación analítica usando una extrapolación de 20 dB por década a partir de la pérdida de inserción máxima de 38 dB a 10 kHz:

38 dB + 20 registro (10 kHz/4 kHz) = 46 dB

Entonces podemos ver que no hay necesidad de alterar la curva de lo que la física dicta que debe ser (46 dB) a un límite más estricto de 43 dB según MIL-STD-461F/G Figura CS114-2.

Requisito de potencia con equipo de prueba que no sea de 50 ohmios

Es raro ver amplificadores de potencia de 50 ohmios en frecuencias de audio. Es mucho más común ver amplificadores de audio con etapas de salida configuradas para generar resistencias de carga muy bajas, entre 2 y 8 ohmios para los amplificadores de audio tradicionales. Los amplificadores diseñados para manejar de 2 a 8 ohmios tienen una impedancia de salida de una fracción de la impedancia de carga; esa fracción se llama factor de amortiguamiento y será un factor de diez o incluso más en un amplificador de buena calidad.

Antes de describir la configuración y la medición de la prueba, es útil ver por qué los equipos de audio de baja impedancia funcionarán mucho mejor que los equipos de 50 ohmios por debajo de 10 kHz. Todo se reduce a la impedancia presentada por la abrazadera de inyección a estas bajas frecuencias, como se señaló anteriormente, lo que refleja la inductancia de magnetización. Uno podría medir esa inductancia, pero no es necesario. La pérdida de inserción de cualquier pinza que cumpla la Figura CS114-2 significa que la impedancia de la pinza a 10 kHz es del orden de 1 ohm. De ahí la tremenda carga (pérdida de inserción ~ 35 dB a 10 kHz) en un sistema de 50 ohmios, pero debería ser evidente de inmediato que un sistema de audio con una impedancia de salida del orden de 1 ohmio será mucho más eficiente para llevar energía al abrazadera y en el accesorio de calibración cargas de 50 ohmios.

Una nota final antes de profundizar en la configuración y los resultados de la prueba. A algunos les puede preocupar que reemplazar el equipo de 50 ohmios con un equipo de impedancia mucho más baja altere la eficiencia del acoplamiento en circuitos que no sean el dispositivo de calibración, lo que provocará una repetibilidad deficiente. Pero ese no es el caso. La impedancia muy baja de la inductancia magnetizante deriva el equipo de 50 ohmios, lo que da como resultado una impedancia insertada muy baja, independientemente de la impedancia del circuito de activación.1

En esta investigación, se utilizó un amplificador de audio Solar Electronics modelo 6552-1 de 100 vatios diseñado específicamente para proporcionar una impedancia de salida de 2,4 ohmios. Acoplado a una abrazadera modelo 95236-1 a través de un transformador reductor Solar modelo 6220-1 2:1 (aplicabilidad CS01/101), convierte la impedancia de salida a 0,6 ohmios, según lo deseable para el requisito MIL-STD-461 CS01/101 .

Como primer paso, la pérdida de inserción del sistema clásico de 50 ohmios de la pinza se muestra en la Figura 2a. El segundo paso fue insertar un par de transformadores reductores en serie para reducir la impedancia de la fuente de 50 ohmios del analizador de redes HP 4195A a 0,5 ohmios y medir la pérdida de inserción con la impedancia de salida más baja. Esos resultados se muestran en la Figura 2b. La comparación de los resultados de pérdida de inserción de 50 ohmios y 0,5 ohmios muestra una pérdida de inserción más baja, lo que requiere mucha menos potencia para lograr la corriente objetivo de 77 dBuA en el dispositivo de calibración.

Figura 2a: Medición de pérdida de inserción 95236-1 utilizando una fuente de 50 ohmios y cargas de 50 ohmios en el dispositivo de calibración. En comparación con la Figura 1/CS114-2, cumple con el límite de IL a 10 kHz, pero es demasiado alto a 4 kHz.

Figura 2b: Medición de pérdida de inserción 95236-1 utilizando una impedancia de fuente de 0,5 ohmios y cargas de 50 ohmios en el dispositivo de calibración. Compare con la Fig. 2a, una mejora de 7,5 dB a 4 kHz, una mejora de 6 dB a 10 kHz.

En las Figuras 3a y 3b se muestra la configuración para medir la pérdida de inserción y las mediciones de potencia real, menos la fuente de señal del analizador de red y el receptor potencial inducido por el dispositivo.

Figura 3a: Medición de la pérdida de inserción de la abrazadera de inyección 95236-1 de 4 a 10 kHz utilizando los transformadores reductores Solar Modelo 7033-1 de 50 ohmios: 2,4 ohmios y Modelo 6220-1 de 2 ohmios a 0,5 ohmios. La medición clásica de pérdida de inserción de 50 ohmios es idéntica a la anterior, excepto que se eliminan los dos transformadores reductores. El cable coaxial con alivio de tensión amarillo que ingresa a la imagen desde la parte inferior es la salida de la fuente HP 4195A, y el cable coaxial que sale del dispositivo de calibración en la parte superior izquierda va al puerto de prueba HP 4195A.

Figura 3b: Medición de la potencia requerida para inducir una corriente de 77 dBuA en el dispositivo de calibración CS114 utilizando la pinza de inyección 95236-1 de 4 a 10 kHz con un amplificador de audio. La conexión coaxial a la entrada del amplificador (oculta por el transformador de acoplamiento) es la salida de la fuente HP 4195A, y el coaxial que sale del accesorio de calibración en la parte superior izquierda va al puerto de prueba HP 4195A.

En la Figura 3a, la salida de 50 ohmios del HP 4195A es el cable coaxial con alivio de tensión amarillo en la parte inferior de la figura. El transformador al que se conecta es el lado primario de un modelo solar 7033-1, que reduce una impedancia de 50 ohmios a 2,4 ohmios. El lado secundario del transformador reductor Modelo 7033-1 se conecta al lado primario de un transformador reductor Solar Modelo 6220-1, que convierte un primario de 2 ohmios en un secundario de 0,5 ohmios, y que impulsa el Modelo 95236-1 directamente.

En la Figura 3b, el amplificador de audio de impedancia de salida de 2,4 ohmios de la derecha se conecta al transformador de acoplamiento modelo 6220-1 que está enfrente y la salida de 0,6 ohmios del transformador de acoplamiento impulsa la pinza de inyección modelo 95236-1 en un accesorio de calibración al izquierda. La línea de transmisión coaxial entre el transformador de acoplamiento y la pinza de inyección está equipada con una sonda de corriente y un accesorio de calibración insertados en serie para monitorear la corriente entregada a la pinza de inyección, y también se monitorea el potencial de salida del transformador de acoplamiento. Tanto la corriente como el voltaje se leen en un osciloscopio aislado (no solo aislado de tierra, sino que cada canal individual está aislado del otro).

La figura 4 muestra el potencial medido con un receptor de 50 ohmios (HP 4195A) para monitorear el potencial en un lado del dispositivo de calibración. Un valor nominal de 111 dBuV es la corriente límite de 77 dBuA que fluye a través de una carga de 50 ohm (34 dB ohm).

Figura 4: Accesorio de calibración instrumentado Potencial de carga de 50 ohmios con 77 dBuA que fluyen en el dispositivo de calibración utilizando 95236-1.

La Figura 5a es una lectura de osciloscopio del potencial de salida del transformador de acoplamiento (trazo superior) y la corriente (trazo inferior) en la pinza de inyección Modelo 95236-1 cuando el potencial de la Figura 4 se induce en el dispositivo de calibración. La figura 5b es una medida del cambio de fase entre el potencial aplicado y la corriente resultante, con el fin de calcular la disipación de potencia real en la pinza, en comparación con la potencia aparente. (El cambio de fase entre el potencial aplicado y la corriente resultante cuando se reemplazó la abrazadera por una carga de 50 ohmios fue cero usando la sonda de corriente Pearson modelo 3525 que se muestra en las fotos de configuración de prueba).

Figura 5a: El trazo superior es potencial aplicado fuera del transformador de acoplamiento y el trazo inferior es corriente en la pinza de inyección 95236-1 al inducir 77 dBuA en el dispositivo de calibración. Se aplica una potencia aparente de 3,5 W a la abrazadera de inyección. La potencia real disipada en la pinza es de 3,3 W, basada en una diferencia de fase de 23°.

Figura 5b: Medición de diferencia de fase de voltaje y corriente aplicados en la pinza de inyección. El trazo superior es potencial aplicado fuera del transformador de acoplamiento y el trazo inferior es corriente en la pinza de inyección 95236-1. La diferencia de fase es de 23°.

Conclusión

La Figura CS114-2 debe modificarse para que el límite máximo de pérdida de inserción se parezca a la línea roja de la Figura 1. Esto reducirá la probabilidad de que un auditor demasiado entusiasta rechace un equipo de prueba perfectamente bueno, o que una decisión de compra se base en un criterio demasiado estricto. especificación.

En segundo lugar, el uso del mismo amplificador y transformador de acoplamiento que para CS101 impulsando la abrazadera de inyección por debajo de 10 kHz permite inducir el límite de especificación usando solo unos pocos vatios de potencia, en lugar de empujar los límites de la capacidad de manejo de potencia de la abrazadera y quemar la mayoría. de 100 vatios entre el amplificador y las cargas del dispositivo de calibración.

El autor desea agradecer a los ingenieros que se tomaron el tiempo de revisar los borradores de este artículo antes de su publicación. Cualquier error de comisión u omisión es responsabilidad exclusiva del autor.

Notas finales

Ken Javor ha trabajado en la industria de EMC durante más de 30 años. Es consultor para el gobierno y la industria, dirige un centro de pruebas de EMI de cumplimiento previo y cura el Museo de Antigüedades de EMC, una colección de radios e instrumentos que fueron importantes en el desarrollo de la disciplina, así como una biblioteca de documentación importante. . Javor es un representante de la industria en los Tri-Service Working Groups que mantienen MIL-STD-464 y MIL-STD-461. Ha publicado numerosos artículos y es autor de un manual sobre requisitos y métodos de prueba de EMI. Se puede contactar a Javor en [email protected].

ken javorMIL-STD-461Fmil-std-461gmilitarradiofrecuencia

Ken Javor es colaborador sénior de la revista In Compliance y ha trabajado en la industria de EMC durante más de 40 años. Javor es un representante de la industria en los Tri-Service Working Groups que mantienen MIL-STD-464 y MIL-STD-461. Puede comunicarse con él en [email protected].

Su dirección de correo electrónico no será publicada.

Comentario

Nombre*

Correo electrónico*

Sitio web

Guarde mi nombre, correo electrónico y sitio web en este navegador para la próxima vez que comente.

D