Una camiseta polarizada para la medición de banda ancha de componentes electrónicos de potencia

Nota del editor: el documento en el que se basa este artículo se presentó originalmente en el Simposio internacional IEEE de 2021 sobre compatibilidad electromagnética e integridad de señal/alimentación (EMC, SI y PI), donde recibió el reconocimiento como Mejor documento de simposio. Se reproduce aquí con el amable permiso del IEEE. Derechos de autor 2022 IEEE.

En muchas aplicaciones de EMC, es necesario caracterizar los componentes pasivos para proporcionar modelos de simulación e información física sobre los procesos dominantes dentro de estos componentes. Los filtros pasivos consisten en inductores y capacitores, algunos de los cuales son dispositivos de 3 o 4 terminales, como estranguladores de modo común. Para señales pequeñas, estos componentes pueden considerarse lineales con respecto al voltaje y la corriente. Sin embargo, en muchas aplicaciones, los efectos no lineales deben ser considerados y caracterizados. Esto se puede lograr con un enfoque de señal grande en el dominio del tiempo o mediante la linealización alrededor de ciertos puntos de polarización. La caracterización linealizada de dispositivos potencialmente no lineales, como inductores de filtro o capacitores, requiere la excitación simultánea de la señal de evaluación de señal pequeña y la polarización de señal grande, que es la corriente para los inductores y el voltaje para los capacitores. El método más utilizado se basa en un analizador de red vectorial (VNA) y una red de polarización para aplicar la polarización de señal grande.

Para niveles de corriente o voltaje más altos, se deben usar conectores en T de polarización externa para las mediciones de VNA. En particular, cuando estos abarcan un amplio rango de frecuencias, aquí de 9 kHz a 500 mHz, presentan los siguientes desafíos:

Este documento muestra los detalles del diseño de una T de polarización lineal para un rango de frecuencia de 9 kHz a 500 mHz que puede manejar 10 A continuamente, o 30 A durante 10 minutos y puede polarizarse hasta 500 V. Aunque hay innumerables publicaciones sobre T de polarización para aplicaciones de alta frecuencia, hay relativamente pocos en el rango de baja frecuencia y aún menos adecuados para altas corrientes y voltajes de CC. En [1] se afirma que "El Bias-T propuesto fue diseñado para los valores objetivo IDCmax = 1 A y UDCmax = 150 V en la frecuencia más baja fmin = 2 mHz y en el ancho de banda mínimo actual de Bmin de 100 mHz" mientras que en [2] el rango de frecuencia objetivo alcanza de 300 kHz a 100 mHz con una corriente continua máxima de 3A. Ambas publicaciones no presentan ninguna consideración con respecto al concepto de protección y también apuntan a un ancho de banda más bajo y corrientes y voltajes de CC más pequeños. En [2], se utilizan bobinas con núcleo de hierro, lo que probablemente resulte en la necesidad de realizar varias calibraciones para diferentes valores de corriente continua para tener en cuenta la influencia de los efectos de saturación. Sin embargo, no se proporcionó información al respecto.

Para frecuencias muy bajas, también existen soluciones activas interesantes para tes polarizadas [3], que de nuevo no se pueden usar para frecuencias más altas. Sin embargo, la T de polarización publicada en este documento está diseñada para usarse principalmente para la medición de emisiones electromagnéticas conducidas, para las cuales un límite de frecuencia inferior de 9 kHz es bastante adecuado. Por lo tanto, se prefiere una solución pasiva.

Aunque algunos de los conceptos descritos con respecto a la construcción de los componentes individuales ya se conocen en la literatura, según el conocimiento de los autores, aún no existen publicaciones sobre tal composición para la construcción de una camiseta al bies. La ventaja particular de esta forma especial de T de polarización es el posible uso para la caracterización de señales pequeñas de componentes electrónicos de potencia mientras se mantienen altos voltajes y corrientes de polarización de señales grandes. Al medir los parámetros S de varios componentes electrónicos de potencia y medir los cambios debidos a la polarización en un amplio rango de frecuencia, se pueden obtener fácilmente datos valiosos para modelar el comportamiento de estos componentes bajo una gran polarización de señal. Las mediciones de esta configuración muestran buenos resultados con respecto a propiedades importantes de la T, como la pérdida de inserción, la pérdida de retorno y el comportamiento de la temperatura.

La Figura 1 muestra cuatro T de polarización común que consisten en un capacitor de bloque de CC y un inductor de desacoplamiento de RF. En este diseño se mantiene la topología general de una te bis. El desafío central es el diseño de los componentes para los valores necesarios de inductancia, capacitancia, voltaje y corriente y su disposición física en una T de polarización de modo que cuatro de esas T de polarización se puedan organizar para formar un sistema de medición de 4 puertos, como se muestra. El esquema de la T de polarización propuesta se muestra en la Figura 2 y se analiza en detalle en las siguientes secciones.

Figura 1: Posible configuración de prueba para medir un estrangulador de modo común

Figura 2: Esquema de la T de sesgo propuesta

El condensador en una T de polarización actúa como un bloque de CC, lo que permite que las corrientes de RF pasen en el rango de frecuencia de interés. Las frecuencias mínimas más bajas requieren valores de capacitancia más grandes para evitar influir en la ruta de RF. Si se establece 2 Ω como límite superior de impedancia para el condensador, se necesita un valor de 8,8 µF a 9 kHz. Los requisitos de linealidad de hasta 500 V excluyen el uso de condensadores electrolíticos o cerámicos de alta K. Esta restricción aumenta el tamaño de los condensadores de tal manera que el límite de frecuencia superior se convierte en un desafío. Las inductancias parásitas y las capacitancias parásitas de la disposición de condensadores deben utilizarse para obtener bajas pérdidas de RF en la ruta de RF. Esto se logra mediante una disposición distribuida de los capacitores que se ven en la Figura 3.

Figura 3: Diseño del condensador de bloque de CC con impedancia característica de 50 Ω. El espesor de la capa de cobre no está a escala. Todas las dimensiones están en mm.

Para obtener una impedancia característica constante de 50 Ω a lo largo del arreglo de capacitores, la estructura debe mantener una sección transversal que proporcione 50 Ω incluyendo los efectos parásitos de los capacitores. Para obtener la capacitancia necesaria de unos 8,8 µF se han colocado en paralelo un total de 13 condensadores de tamaño 0,68 µF [4]. El condensador tiene un ancho de 6 mm.

En una placa FR-4 de 1,6 mm, una traza de 3 mm de ancho conduce a una impedancia característica de 50 Ω. Para distribuir las capacitancias a lo largo de la línea de transmisión, y así permitir una onda TEM sin perturbaciones, los capacitores se colocan verticalmente, como se muestra en la Figura 3. Para hacer coincidir el ancho de la traza con el ancho de los capacitores, dos capas de FR-4 de 1,6 mm se utilizan creando una línea microstrip de 6 mm de ancho que permite la colocación de los condensadores sin interrumpir la ruta de RF. Dos transiciones cuidadosamente diseñadas guían la señal de RF desde el trazo de 3 mm de ancho hasta el trazo de 6 mm de ancho. La Figura 4 muestra los resultados de la línea microstrip diseñada utilizando una medida TDR con un ancho de banda de 14 GHz. Se puede ver que el acoplamiento capacitivo de los diodos TVS utilizados para proteger el VNA, como se discutió en la sección "Concepto de protección", influye en la línea. Esta influencia se puede contrarrestar cambiando el diámetro de la línea microstrip en el punto donde se conectan los diodos.

Figura 4: Medida TDR del capacitor diseñado con y sin diodos TVS como dispositivo de protección

Aunque los condensadores dependen de la tensión debido a su dieléctrico (X7R), esto solo tiene un efecto negativo en el comportamiento de la T de polarización en el rango de frecuencia más bajo, donde la gran capacidad juega un papel decisivo. Los capacitores X7R de clase 2 prometen un cambio de capacitancia máximo del 15 % a la tensión nominal.

Para el cálculo de los valores de inductancia necesarios se buscó una impedancia mínima de 43 dBΩ (referida a 1 Ω). A la frecuencia mínima de 9 kHz, esto da como resultado una inductancia mínima necesaria de aproximadamente 2,5 mH. El ancho de banda necesario y la capacidad de transporte de corriente plantean varios problemas para el diseño del inductor. Las altas corrientes requieren cables gruesos que agregan parásitos a altas frecuencias; no poder usar núcleos debido a los efectos de saturación aumenta el tamaño del inductor, lo que nuevamente es perjudicial para el rendimiento de RF y el uso de inductores de gran valor aumenta la dificultad de la protección contra sobrevoltaje del VNA en caso de que la corriente del DUT se interrumpa repentinamente. Además, las bobinas grandes tienen una mayor resistencia de CC y, por lo tanto, una mayor disipación de potencia, lo que provoca un aumento de la temperatura en el paquete (consulte la sección "Comportamiento de la temperatura").

Para optimizar el comportamiento a altas frecuencias, se utilizó una bobina cónica (L1), que se muestra en la Figura 5. Siguiendo el diseño de [5], el inductor cónico se conectó a la línea microstrip de 50 Ω que sostiene el bloque de CC. Las ventajas de un diseño cónico sobre un inductor cilíndrico se pueden ver en la Figura 6. La forma cónica mejora el rendimiento de RF; sin embargo, ofrece menos inductancia en comparación con un inductor cilíndrico que tiene el mismo número de vueltas y longitud. Ambos inductores en la gráfica tienen la misma inductancia y no usan un núcleo magnético. Hasta la resonancia, no se aprecian diferencias. Sin embargo, después de la primera resonancia, el inductor cónico presenta una serie de resonancias manteniendo en promedio una mayor impedancia con respecto a su compañero cilíndrico. La distribución de estas resonancias adicionales depende de los detalles del devanado, el diámetro del cable y la distancia entre los cables. Cuanto mayor sea la frecuencia, más importante es el diseño de la punta del inductor cónico y su conexión a la traza de 50 Ω. Según [6], la inductancia del inductor cónico se puede derivar de las inductancias de los inductores cilíndricos y espirales relacionados. La inductancia de un inductor en espiral en µH viene dada por la Ecuación 1, donde R es el radio medio del inductor en mm, W es la diferencia de radio en ambos extremos del cono en mm y N es el número de devanados.

Figura 5: Diseño del inductor cónico con dimensiones en milímetros

Figura 6: Comparación de la característica de frecuencia de un inductor cónico y helicoidal

(1)

La inductancia de un inductor cilíndrico (helicoidal) viene dada por la Ecuación 2, donde H es la altura de la bobina en mm y nuevamente R y N son el radio medio y el número de devanados respectivamente.

(2)

Utilizando LS y LH se puede obtener la inductancia de un inductor cónico por la Ecuación 3 donde α es el ángulo del inductor cónico, siendo 0° para un inductor totalmente plano.

(3)

Para esta bobina se calcula una inductancia de aproximadamente 63 µH con los valores geométricos que se dan en la Figura 5. Para lograr un valor de inductancia de 2,5 mH, el inductor cónico necesitaría ser más de tres veces más largo, por lo que dos bobinas más de mayor la inductancia (L2 = 0,27 mH y L3 = 2,2 mH) tuvo que conectarse en serie detrás de él para alcanzar el valor de inductancia deseado. Las bobinas tienen una resistencia CC total de 300 mΩ y, por lo tanto, disipan 30 W a una corriente CC de 10 A.

El conjunto de bobinas forma un sistema complejo de bobinas nominales y capacitancias parásitas entre los devanados, el recinto y entre las bobinas. Esto conduce a una multitud de resonancias, que ya se mostró en la Figura 6 para el propio inductor cónico. Estas resonancias tienen un triple efecto negativo en el rendimiento del sistema:

Por ello, es recomendable introducir pérdidas que amortigüen las resonancias. Esto reducirá la impedancia en las resonancias y aumentará la impedancia en las antirresonancias. De los varios métodos de amortiguación disponibles, el material con pérdida eléctrica colocado cerca del inductor cónico se utilizó para el inductor de primera etapa, representado por Rdamp en la Figura 2. El material con pérdida magnética presentaría el riesgo de presentar un comportamiento no lineal debido a la gran corriente de CC. Colocar una resistencia a través del inductor cónico agregaría una capacitancia parásita al punto de conexión en el bloque de CC en la ruta de RF. La desventaja del material con pérdidas eléctricas es su efecto de bloqueo en el enfriamiento de la bobina.

Para los otros inductores, se han colocado resistencias ajustables en paralelo para permitir un comportamiento de impedancia suave que conduce a una característica de pérdida suave que se muestra en la Figura 8.

Una corriente continua máxima permisible de 10 A almacenará alrededor de 126,5 mJ de energía en los inductores. Esta energía se reparte entre los tres inductores (EL1 = 3 mJ, EL2 = 13,5 mJ, EL3 = 110 mJ).

Sin protección, una interrupción repentina del flujo de corriente a través del DUT, por ejemplo, la rotura de una junta de soldadura, disipará la energía almacenada en el VNA (RIP). Los dispositivos de protección, como los diodos supresores de voltaje transitorio (TVS), son muy adecuados para proteger el VNA. Si se colocan directamente en la ruta de RF, su capacitancia debe mantenerse pequeña para evitar más perturbaciones en la ruta de RF. Sin embargo, esos diodos no pueden manejar la energía. El problema se resuelve distribuyendo diodos a través de los inductores. Los inductores de alto valor almacenan la mayor parte de la energía, pero su función eléctrica está limitada a frecuencias más bajas, por lo que se pueden usar TVS que tienen una capacitancia mayor de aproximadamente 100 pF [7]. No se coloca TVS a través del inductor cónico, sino que se colocan TVS de 2,5 pF en la ruta de RF [8].

Un segundo problema de protección surge de los 1,1 J almacenados en los condensadores de bloque de CC. Si el DUT se cortocircuita repentinamente a GND, los 8,8 µF cargados a 500 V se descargarían en el VNA (RIP). Los diodos de baja capacitancia colocados para proteger contra la energía en el inductor cónico no pueden manejar la energía. Se necesita una protección de segundo nivel. Esto se logra colocando dispositivos de retroceso basados ​​en polímeros desde la ruta de RF a GND [9]. Estos dispositivos ofrecen una capacitancia muy baja < 0,05 pF, un encendido rápido de 0,1 ns. Después de una avería interna dentro del componente, se sujetan a unos 25 V CC. La cantidad de energía en el capacitor de bloque de CC puede destruirlos a ellos y a los dispositivos TVS, pero protegen al VNA en caso de un cortocircuito.

Un problema adicional para este circuito es el bloque de CC interno del VNA. Dado que tiene una capacitancia pequeña en comparación con el bloque de CC de la T de polarización, se crea un divisor de voltaje capacitivo, lo que significa que a voltajes de CC altos, siempre habrá un voltaje presente en la entrada del VNA y podría destruirlo. Por lo tanto, dos resistencias paralelas de 10 kΩ están conectadas entre el bloque de CC interno y externo contra tierra. Estos disipan una corriente CC que cambia lentamente hasta que el gran condensador del bloque de CC externo está lleno y el bloque de CC interno ya no se puede cargar.

Después de las mediciones iniciales, discutidas en la siguiente sección, se insertó un capacitor adicional con 1.5 nF y una resistencia con 910 Ω entre L1 y L2, como se muestra en la Figura 2, para aplanar aún más la curva de pérdida de inserción. Además, se agregó un capacitor adicional de 2200 µF al puerto de CC para garantizar una impedancia a tierra bien definida que sea independiente de la impedancia de la fuente de CC. La figura 7 muestra la T al bies completa con todos los componentes. Estos se instalaron en una carcasa de aluminio fundido a presión que, por un lado, reduce la susceptibilidad a las interferencias y, por otro lado, garantiza la estabilidad de la temperatura.

Figura 7: Imagen de la T diagonal en carcasa de aluminio

La verificación cubre la respuesta de frecuencia lineal, el comportamiento de la temperatura y la verificación de la linealidad a altas corrientes y voltajes.

Para verificar el comportamiento lineal, se han medido los parámetros S de dos tes de polarización construidas de forma idéntica. Debido a la impedancia bien definida debido al gran capacitor en el puerto de CC, el puerto 3 se puede dejar abierto durante la calibración. En la Figura 8 se muestra una medición de pérdida de inserción de las dos T de polarización, que muestra resultados muy satisfactorios desde 9 kHz hasta una frecuencia de alrededor de 500 mHz con una pérdida de inserción de menos de 1 dB y una planitud de inserción de alrededor de 0,5 dB. Por encima de 500 mHz, la pérdida de inserción aumenta a 2 dB a 1 GHz, en gran parte debido a las características de alta frecuencia del inductor cónico. Las mediciones con bobinas cónicas con alambre más delgado mostraron mejores propiedades aquí, pero no pueden pasar la corriente continua. También se puede ver a partir de la medición de la pérdida de retorno en la Figura 9, que aunque las dos T inclinadas que se muestran están construidas de manera idéntica, su pérdida de retorno difiere significativamente. Este es el efecto de las bobinas y los ajustes del potenciómetro ligeramente diferentes. En general, se podría crear un conjunto de parámetros S para cada T de polarización y utilizarlo para desincrustar. Si bien este procedimiento daría como resultado un mejor rendimiento de la medición, se necesitarían los perfiles de desintegración para cada T individual y nunca se deben intercambiar las T de polarización para cada medición. En su lugar, se utilizó un kit de calibración de fabricación propia con parámetros de desembebido medidos previamente. Para la calibración se utilizaron dos tes de polarización y el kit de calibración hecho a sí mismo (TOSM), que funciona independientemente de la disposición de las tes de polarización. Para la medición final, que se muestra en la Figura 1, se debe realizar una calibración de cuatro puertos. En general, todos los métodos de calibración pueden encontrarse con las mismas limitaciones, que son pequeñas no linealidades restantes o cambios mecánicos debido al calor o la inestabilidad mecánica.

Figura 8: Pérdida de inserción de dos tes sesgadas de construcción idéntica

Figura 9: Pérdida de retorno de dos tes sesgadas de construcción idéntica

La resistencia de CC de las bobinas (RL1 = 0,1 Ω, RL2 = 0,04 Ω, RL3 = 0,16 Ω) provoca un calentamiento interno con corrientes elevadas. Se llevó a cabo una prueba de esfuerzo de la T diagonal en el curso de una prueba inicial. La T de polarización se cargó con una corriente de CC de 10 A durante 30 minutos, lo que provocó que la temperatura en la punta del inductor cónico aumentara a 60 °C. No se aplicó enfriamiento forzado. No se detectó un calentamiento significativo en ninguna otra parte del recinto.

El voltaje máximo en la entrada del VNA en caso de falla es especificado por el fabricante como 30 V. El circuito de protección, descrito en la Sec. II-D se probó conectando dos tes polarizadas en serie y un fusible con una corriente nominal de 10 A que debería simular una interrupción repentina del flujo de corriente. Se aplicó una corriente CC de 25 A a la configuración de prueba con una carga ficticia de 50 Ω y un pequeño condensador como bloque de CC en lugar del VNA. El voltaje resultante en el VNA ficticio no superó el voltaje máximo permitido de 30 V y la energía resultante de aproximadamente 125 µJ no representa ningún peligro para la entrada del VNA.

La Figura 10 muestra una medición S12 de dos tes de polarización conectadas en serie a diferentes corrientes de polarización de CC. Se puede observar que la corriente de polarización DC prácticamente no provoca diferencia en el comportamiento de las tes hasta 25A.

Figura 10: Pérdida de inserción de dos T diagonales en serie

La figura 11 muestra una medición de prueba de un inductor [10] con diferentes corrientes de polarización de CC entre 0 A y 13 A. Los efectos de saturación debidos a la corriente de polarización de CC se pueden observar en el rango de frecuencia inferior mediante un desplazamiento hacia la derecha. A frecuencias más altas, no hay muchos cambios debido a la corriente de polarización, ya que la permeabilidad del material se ha reducido a un nivel en el que el flujo no puede alcanzar niveles de saturación.

Figura 11: Medición de un inductor con diferentes corrientes de polarización de CC.

Este artículo muestra una forma de construir una T sesgada para aplicaciones de electrónica de potencia. Especialmente si se van a investigar los efectos de saturación de bobinas o elementos de filtro más grandes en un rango de baja frecuencia, esta camiseta de polarización ofrece la posibilidad de abordar este problema con la ayuda del análisis de redes vectoriales. Esto permite medir un dispositivo bajo prueba en magnitud y fase para obtener conclusiones detalladas sobre su comportamiento de frecuencia. Luego, los datos se pueden usar para optimizar los circuitos de filtro en situaciones de aplicación reales, o para generar modelos dependientes de la carga de estos filtros. La T de polarización presentada muestra una buena respuesta de frecuencia en un amplio rango de frecuencias y puede cargarse con corrientes y voltajes de CC altos. Las mediciones muestran que el comportamiento de la T de polarización no está influenciado por las corrientes de polarización de CC. Cuando estas corrientes de polarización se interrumpen abruptamente, el circuito de protección presentado sirve para proteger el equipo de medición.

Se agradece el apoyo financiero del Ministerio Federal de Asuntos Digitales y Económicos de Austria, la Fundación Nacional para la Investigación, la Tecnología y el Desarrollo y la Asociación de Investigación Christian Doppler.

camiseta sesgadaChristoph MaierDavid PommerenkeemcieeeMichael Fuchsanalizador de redes vectorialesVNA

Su dirección de correo electrónico no será publicada.

Comentario

Nombre*

Correo electrónico*

Sitio web

Guarde mi nombre, correo electrónico y sitio web en este navegador para la próxima vez que comente.

D